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数字电视传播媒介(图1)主要可分为卫星传播、有线传播、及地面广播3类。卫星涵盖的范围最广，最不易受地形地物的影响，但信号从卫星经过大气层衰减再传播到地面已变得相当微弱，必须使用碟形天线及低噪音模块(LNB)，才能得到足够的信噪比，因此较适合用于定点接收；有线系统因为布线成本相当昂贵，涵盖的范围最小，较适合用于都市且人口密集的地区，不过信号在电缆线中传送最不易受噪声干扰，是频谱使用效益最大的一种传播方式；地面广播涵盖的范围介于上述两者之间，通过基站的架设及位置选择，可扩大涵盖范围。若是使用模拟电视广播系统，两个相邻的基站必须使用不同的频率来播放节目，以避免相互干扰。而数字电视广播系统，利用先进的通信技术克服同频干扰，形成所谓的单频网络(SFN)，更适合用于未来的移动接收方式。
目前全球的数字地面广播共分3种标准(表1)：一是美规的ATSC，除了美国本身以外，加拿大及韩国皆采用此标准；另一是日规的ISDB-T，只有日本采用此标准；第三种标准为大部分国家皆采用的欧规DVB-T。其中欧规的DVB-T标准更适合都市区高楼林立及地狭人稠的特殊地理环境。
有鉴于未来个人化移动接收数字广播电视的发展趋势，全球各组织纷纷提出移动接收标准，其中最受瞩目的是欧洲数字视频广播技术发展组织(Digital Video Broadcasting Project, DVB Project)所提出适用于手持式设备接收的数字广播标准(DVB-H)，此标准于2004年2月完成规格制定，并于11月通过审查成为正式标准。
另一种是韩国提出移动接收多媒体及视频的T-DMB标准，T-DMB是修改自欧洲数字音频广播DAB标准之Eureka 147系统，并具备接收移动视频的能力。另有日本提出的ISDB-T，除了规划地面广播的固定接收外，ISDB-T亦明确定义移动接收的范畴。既然用于个人手持设备，其接收机的尺寸及耗电量就显得相当重要，这也是未来“移动多媒体”能否普及、技术待突破的重要关键。接下来的内文，将针对接收机中有关调谐器架构部分做完整的技术探讨。
调谐器
节目制作业者或播放业者利用头端设备将数字电视信号传送到客户端，客户端可利用数字电视机、机顶盒、或其它支持播放标准的数字接收系统，将接收信号做各种数字处理后，呈现出电视节目或影音多媒体，而这些设备皆由内建接收机来接收信号，因此接收机的好坏直接影响到接收信号的品质。一般而言，接收机主要分成两大部分，一是前端(Front-End)接收部分，主要由调谐器及解调器(Demodulator)构成；另一是后端(Back-End)译码器(Decoder)部分，负责影音解压缩处理。本节将针对调谐器部分，就种类、功能及规格分段阐述。
● 调谐器种类
调谐器的应用相当广泛，可归纳出下列几种：依据不同的传播媒介，可区分为卫星调谐器(Satellite Tuner)、有线系统调谐器(Cable Tuner)、及地面广播调谐器(Terrestrial Tuner)；依据不同广播性质，可区分为音频调谐器(Audio Tuner)及视频调谐器(Video Tuner)；或依不同的标准，分为模拟NTSC、PAL 调谐器、数字DVB、ATSC、ISDB调谐器等等。大体而言，根据技术演进，不管何种调谐器皆可区分为传统式调谐器(见图2)及硅晶调谐器(见图3)这两种。
● 调谐器功能
调谐器和一般无线接收机功能相近，负责将接收的射频信号放大并降频到中频范围，经过A/D转换，再给解调器做解调的动作。然而头端业者为了让用户有更多的节目选择，通常会多个节目一起放送，传统的模拟电视信号是一个频道载一个节目；数字电视信号拜压缩技术的进步，一个频道会载2～3个节目。因此，在客户端会同时接收到多个频道的信号，调谐器的功能便是选择想要的频道(或节目)，将不要的频道滤除，并避免不要的频道在降频过程中干扰到想看的频道，一般将此动作称为选台。此外，接收的信号因为载有多个频道而形成宽带信号，调谐器亦须具备有宽带设计，才能完整的将信号接收并处理。
● 调谐器规格要求
● 动态范围(Dynamic Range)：
动态范围指输入信号的强度改变时，调谐器仍具有处理信号的能力。例如，当客户端距离发射站很远时，头端信号经过空气传送到客户端已变得相当微弱，调谐器必须调整到最大增益来放大这些微弱信号；若客户端距离发射站很近，此时会接收到很强的信号，当然调谐器也必须调整到最小增益以防止信号饱和。
不同的传播方式对动态范围的要求均不同，通常以地面广播对动态范围的要求最大，约为60dB～70dB，有线传播方式其次，约30dB～40dB，卫星传播方式动态范围则要求最小。
● 噪声指数(Noise Figure)：
调谐器在处理信号的同时本身亦会产生噪声，噪声指数便是量测调谐器产生噪声的程度。严格来说，信号进入调谐器之前有输入信噪比(SNR Input)，经过调谐器之后会有输出信噪比(SNR Output)，输入和输出信噪比的差值即是噪声指数。噪声指数是调谐器重要指标之一，它定义出调谐器最小可接收的信号强度，或称为接收灵敏度(Sensitivity)。
以数字地面广播为例，噪声指数要求不得高于7dB，而有线系统10dB噪声指数已足够，卫星系统则是由调谐器前端的低噪声降频放大器(LNB)决定，噪声指数通常要小于1dB。
● 相位噪声(Phase Noise)：
调谐器接收射频信号后，再将信号降频到中频范围，降频的过程需要一个本地振荡源(Local Oscillator)和射频信号进行混波处理。理论上，本地振荡源是一理想的正弦波，频谱上中心频率像一脉冲波形；然而实际上，本地振荡源易受噪声的影响，在时域上在零点交错位置会产生抖动现象(Jitter)；在频域上则是沿着中心频率产生裙摆(图4)，当裙摆越大意味着相位噪声越大。
相位噪声会直接影响到数字调谐器的输出信噪比，降低频谱使用效益。例如，使用64QAM的调变技术做传输，由于相位噪声使得信噪比下降，必须改用16QAM，频谱效益因此降低约33%。对于模拟调谐器而言，相位噪声的影响就不显著，主要是模拟调变不易受相位噪声干扰。
● 镜像抑制(Image Rejection)：
降频的动作是希望将接收的高频信号降到中频范围，使后级A/D 转换器有能力处理信号，降频一般使用混波器来完成。不幸的是，混波动作能将想要的频道从射频降到中频，同时落在想要频道的高或低两倍中频位置，这时不想要的频道(一般称为镜像频道)也会降到中频，使得想要的频道和镜像频道重迭在一起，破坏了原先的信号品质。
因此，在混波器前端会加一滤波器(一般称为镜像抑制滤波器)，信号进入混波器前，此镜像抑制滤波器就能滤除镜像频道，之后再做混波的动作，就可避免上述可能发生的问题。另一作法是混波器本身即包含镜像频道滤除的动作，称为镜像抑制混波器(Image Reject Mixer)，此优点是无需额外的镜像抑制滤波器，因此更适合用于集成电路的整合。
因为调谐器接收处理宽带信号，镜像问题更是无法避免，故调谐器一定要有镜像抑制的能力，一般来说必须达到50dB～60dB的镜像抑制才足够。
调谐器架构
就如同一般无线接收机设计，需依据其标准及传送信号的特性，选择适当的接收机架构。然而，调谐器因为接收宽带信号，须顺应调谐器的要求产生不同于一般无线接收机的架构。调谐器架构大致可归下列几类：单转换中频输出(Single Conversion with IF)、单转换低中频输出(Single Conversion with Low IF)、单转换零中频输出(Single Conversion with Zero IF)、双转换中频输出(Dual Conversion with IF)、双转换低中频输出(Dual Conversion with Low IF)、及双转换零中频输出(Dual Conversion with Zero IF)。
● 单转换中频输出
传统式调谐器不论模拟调谐器或数字调谐器皆采用此架构(图5)：
载有多频道的宽带信号进入LNA做低噪声放大，通过追踪滤波器(Tracking Filter)将镜像信号去除，利用混波器(Mixer)和本地振荡源(LO)混出中频信号，最后经由SAW滤波器选择出想要的频道，并去除其它不想要的频道，完成调谐器的功能。值得研究的是在这个架构中镜像抑制滤波器为何以追踪滤波器取代？我们观察此架构的频谱分布，仔细分析如下(图6)。
低频道状态：
调谐器接收到多频道的宽带信号(浅灰色)，想要的信号位于最低的频道(白色黑框)，高于两倍中频的位置即为镜像频道(黑色)，其恰好在宽带信号频带内(图6-a)。
低噪声放大后的信号，可利用追踪滤波器将镜像频道去除，而且追踪滤波器的好坏决定镜像信号抑制的量(图6-b)。镜像频道去除后，利用混波器及高于一倍中频的本地振荡源进行混波，将信号降频到中频位置(图6-c)。假设追踪滤波器未能有效将镜像频道去除，经过混波后，想要的频道和镜像频道重叠在一起，如此将破坏信号并且无法复原。最后经过SAW滤波器选择出想要的频道，去除其它不想要的频道(图6-d)。
高频道状态：
若想要的信号位于最高的频道，高于两倍中频的镜像频道会在宽带信号频带之外(图6-e)，此时追踪滤波器的中心频率若和低频道状态相同，很容易将想要的频道一并去除，影响到接收品质。因此，追踪滤波器的中心频率要随着选择不同的频道而改变，才能有效的去除镜像频道(图6-f)。之后的处理与低频道状态相同(图6-g、6-h)，不再累述。
通常追踪滤波器使用压控电容(Varactor)来调整中心频率，为了符合宽带调整(有线系统及地面广播为VHF/UHF Band，卫星系统为L Band)，其电容比要大于6以上(注：电容比是指压控电容最大电容值和最小电容值的比率)，目前技术无法在IC里面实现。此外，为了有效去除镜像频道，会使用高Q值的线圈式电感(Coil Inductor)，故坊间看到的传统式调谐器皆是使用分立元件(Discrete Components)组合而成。因此，此架构并不适合单芯片整合设计。
● 双转换中频输出
为了减少制造上的复杂度及降低成本，调谐器IC化是目前技术发展的趋势，因此，一些新的调谐器架构孕育而生。其中，最先提出的是美国Mircotune公司所发表的双转换中频输出架构。如图7所示，信号经由低噪声放大器(LNA)放大后，利用第一混波器(Mixer1)和第一本地振荡源(LO1)混出第一中频信号，经由第一SAW滤波器将镜像信号去除。利用第二混波器(Mixer2)和第二本地振荡源(LO2)混出第二中频信号，经由第二SAW滤波器选择出想要的频道，完成调谐器的功能。此架构的优点在于不需要额外使用追踪滤波器即能处理宽带信号的镜像问题，观察此架构的频谱分布，原因分析如下。
如图8所示，调谐器接收到多频道的宽带信号(浅灰色)，假设想要的信号位于中间的频道(白色黑框)，高于两倍第一中频的位置为镜像频道(黑色)，且落在宽带信号频带之外。由于宽带信号会先作升频的处理，第一中频频率会大于宽带信号的最高频率，因此镜像信号会被拉到更远的位置，如此LNA前端的滤波器可轻易将第一镜像信号去除(图8-a)。
经由LNA低噪声放大后，利用第一混波器和高于一倍中频的第一本地振荡源进行混波，将想要的信号升频到第一中频位置(图8-b)。
降频之前，先利用第一SAW滤波器将第二镜像频道去除(图8-c)。此第二镜像频道会固定在低于两倍第二中频的位置，故仅须要固定中心频率的SAW滤波器做镜像频道去除，而不需要追踪滤波器。省去追踪滤波器，就可将此架构在IC内实现。最后，利用第二混波器和低于一倍中频的第二本地振荡源进行混波，将想要的信号降频到第二中频位置，经过第二SAW滤波器选择出将想要的频道，去除其它不想要的频道(图8-d)。
此架构虽已朝向将调谐器IC化的趋势，但其缺点是仍需要两个外挂的SAW滤波器，才能完成调谐器的功能，未能做到IC完全整合。此外，若单靠第一SAW滤波器做第二镜像频道去除，抑制量仍嫌不足。因此，第二混波器还须选用镜像抑制混波器，才足以符合调谐器的要求。
● 单转换低中频输出
IC化且做到完全整合是未来调谐器技术发展的方向。
追踪滤波器及SAW滤波器无法在IC里面实现是之前两种架构的缺点，而我们接下来要探讨的几种架构，则是皆以电路设计技巧辅助完成IC化的目的。首先讨论是单转换低中频输出架构，这是荷兰Philips公司于2002年提出的新构想(图9)。
宽带信号进入LNA做低噪声放大后，利用RF多相位滤波器(RF Poly-phase Filter)将信号分成同相路径(I Path)及正相路径(Q Path)，进入复频混波器(Complex Mixer，或称为双正交混波器Dual Quadrature Mixer)和正交振荡源(Quadrature LO，此例由本地振荡源经由除二电路产生)，混出低中频正交信号(Quadrature Low IF)，再由IF多相位滤波器(IF Poly-phase Filter)将低中频正交信号转为低中频信号，这目的除了将信号做降频的处理外，同时可去除镜像频道。
最后经由频道选择滤波器(Channel Select Filter)选择出想要的频道，并去除其它不想要的频道，完成调谐器的功能。
值得探讨的是选择低中频输出，可将SAW滤波器的功能由频道选择滤波器所取代，以方便于IC内实现。然而这样的设计，会让镜像频道拉近到想要信号的邻近，如此无法使用追踪滤波器或SAW滤波器将镜像频道去除；若使用镜像抑制混波器，其镜像去除的能力顶多40dB，仍不能符合调谐器的要求。因此，需要使用双正交混波器加上IF多相位滤波器做镜像去除的处理。
镜像去除的能力主要依赖多相位滤波器的好坏，当多相位滤波器随IC工艺变异小于0.1%时，将具有60db～70dB以上镜像频道去除的能力，符合调谐器的需求。
● 双转换低中频输出
使用双正交混波器加上IF多相位滤波器做镜像频道去除，需要将接收的宽带信号分成同相路径及正相路径，再输入给双正交混波器。然而，产生此正交信号的方法除了使用RF多相位滤波器以外，亦可使用正交混波器(Quadrature Mixer)来实现，因此，产生了双转换低中频输出的架构。此架构是工研院芯片中心研发团队于2004年所提出的，下一节会针对此架构仔细来探讨。
● 双转换零中频输出
由前述可知，双转换中频输出架构中的第一混波器利用升频方式，将第一镜像信号拉到较远的位置，省掉追踪滤波器的使用需求，但仍需第一SAW滤波器先将第二镜像频道去除，再利用第二混波器，将想要的信号降频到第二中频位置。
了解到第二镜像信号会固定位于第一中频的邻近频道(高或低于两倍第二中)，因此，第二中频的选择影响到第一SAW滤波器规格的要求。通常，第二中频选择越小，第一SAW滤波器越不容易实现；若第二中频选择是低中频(Low IF)，想要频道的邻近便是镜像频道，如此第一SAW滤波器很难完成去除镜像频道的任务。然而，若第二中频选择是零中频，便没有镜像信号的问题，当然不需要第一SAW滤波器，而且第二滤波器可被频道选择滤波器所取代(图10)，故此架构适合用于完全整合的硅晶调谐器上。
● 单转换零中频输出
未来技术若朝向移动接收数字广播电视的方向发展，个人手持设备如手机、PDA、或便携式媒体播放器(PMP)等产品，对于调谐器的要求须着重于两方面：首先严格要求尺寸，因此需要完全整合的硅调谐器；第二，必须节省功率消耗，故架构上的选择越简单越好。因此，单转换零中频架构是最精简亦最合乎要求的(图11)。
由上节所述可知，选择零中频便没有镜像信号处理的问题，不需要追踪滤波器或SAW滤波器做镜像去除，如此，调谐器将可做到完全整合。然而，3.5及3.6节的零中频架构仍具有直流偏移(DC Offset)、闪烁噪声(Flicker Noise)、及二阶失真(Even-Order Distortion)等问题，须进一步从技术上克服。
双转换低中频输出架构
双转换的优点可以省去使用追踪滤波器，适合调谐器IC化，而第二中频选择低中频(Low IF)可将第二滤波器以频道选择滤波器来取代，若第二镜像信号可以不需要第一SAW滤波器，且能利用内部电路技巧去除，则可实现完全整合的硅晶调谐器。台湾工研院芯片中心研发团队于2004年针对完全整合的硅调谐器提出此创新架构(图12)，并已申请专利。
宽带信号经由LNA做低噪声放大，利用第一正交混波器(Quadrature Mixer1)和第一正交本地振荡源(Quadrature Mixer1)将想要的频道升频到第一中频的位置并混出同相信号(IIF1)和正相信号(QIF1)，此时第一镜像信号位于较远的位置，因此LNA前端的滤波器可轻易将第一镜像信号去除。之后经过复频混波器(Complex Mixer)和第二正交本地振荡源(Quadrature LO2)混出低中频正交信号(Quadrature Low IF)，再由IF多相位滤波器将低中频正交信号转为低中频信号(其目的除了将信号做降频的动作外，并同时去除第二镜像频道)。最后经由频道选择滤波器选择出想要的频道，并去除其它不想要的频道，完成调谐器的功能。
此架构的好处是可以做到完全整合的硅晶调谐器，且可避免零中频架构所遭遇直流偏移、闪烁噪声、及二阶失真等问题，但仍需要0.1%工艺变异的多相位滤波器，才有60dB～70dB以上镜像频道去除的能力。
要做到完全正交，在电路实现上是相当困难的，因为和IC的工艺变异及布局有非常大的关系。工艺变异由选择晶圆代工厂决定，而布局则依IC设计者的设计为考量，包括走线及器件是否对称、杂散电容是否一致、及负载效应是否相同。因此，3%以内的正交误差是允许且合理的。
一般工程上都以镜像抑制比(Image Reject Rate, IMRR)来评估镜像去除的能力，因此可使用电路仿真软件来比较一般型及双正交型镜像抑制混波器架构，并预估它们的良率(Yield Rate)。假设正交误差3%且为高斯分布，经由1,000次的模拟试验(表2)后，结果显示，一般型镜像抑制混波器架构只有约1/2的机率其镜像抑制比大于35dB，然而，使用双正交型镜像抑制混波器架构却有80%以上的机率其镜像抑制比大于60dB，是远远优于一般型的。
结 语
为引接未来数字电视的普及和移动接收时代的来临，关键技术的开发研究是项重要的课题，而调谐器便是其中之一。传统式调谐器由于架构选择的原因，需要许多外部器件才能完成其功能，也增加了许多制造成本及复杂度，且尺寸及耗电流也难以有效改进。因此，硅调谐器便成为开发研究的重点，在兼顾接收品质下，若能够做到完全整合及低功率消耗将是技术发展一大跃进。
【本文转载自系统台湾工研院芯片中心系统芯片专刊003期】
目前全球的数字地面广播共分3种标准(表1)：一是美规的ATSC，除了美国本身以外，加拿大及韩国皆采用此标准；另一是日规的ISDB-T，只有日本采用此标准；第三种标准为大部分国家皆采用的欧规DVB-T。其中欧规的DVB-T标准更适合都市区高楼林立及地狭人稠的特殊地理环境。
有鉴于未来个人化移动接收数字广播电视的发展趋势，全球各组织纷纷提出移动接收标准，其中最受瞩目的是欧洲数字视频广播技术发展组织(Digital Video Broadcasting Project, DVB Project)所提出适用于手持式设备接收的数字广播标准(DVB-H)，此标准于2004年2月完成规格制定，并于11月通过审查成为正式标准。
另一种是韩国提出移动接收多媒体及视频的T-DMB标准，T-DMB是修改自欧洲数字音频广播DAB标准之Eureka 147系统，并具备接收移动视频的能力。另有日本提出的ISDB-T，除了规划地面广播的固定接收外，ISDB-T亦明确定义移动接收的范畴。既然用于个人手持设备，其接收机的尺寸及耗电量就显得相当重要，这也是未来“移动多媒体”能否普及、技术待突破的重要关键。接下来的内文，将针对接收机中有关调谐器架构部分做完整的技术探讨。
调谐器
节目制作业者或播放业者利用头端设备将数字电视信号传送到客户端，客户端可利用数字电视机、机顶盒、或其它支持播放标准的数字接收系统，将接收信号做各种数字处理后，呈现出电视节目或影音多媒体，而这些设备皆由内建接收机来接收信号，因此接收机的好坏直接影响到接收信号的品质。一般而言，接收机主要分成两大部分，一是前端(Front-End)接收部分，主要由调谐器及解调器(Demodulator)构成；另一是后端(Back-End)译码器(Decoder)部分，负责影音解压缩处理。本节将针对调谐器部分，就种类、功能及规格分段阐述。
● 调谐器种类
调谐器的应用相当广泛，可归纳出下列几种：依据不同的传播媒介，可区分为卫星调谐器(Satellite Tuner)、有线系统调谐器(Cable Tuner)、及地面广播调谐器(Terrestrial Tuner)；依据不同广播性质，可区分为音频调谐器(Audio Tuner)及视频调谐器(Video Tuner)；或依不同的标准，分为模拟NTSC、PAL 调谐器、数字DVB、ATSC、ISDB调谐器等等。大体而言，根据技术演进，不管何种调谐器皆可区分为传统式调谐器(见图2)及硅晶调谐器(见图3)这两种。
● 调谐器功能
调谐器和一般无线接收机功能相近，负责将接收的射频信号放大并降频到中频范围，经过A/D转换，再给解调器做解调的动作。然而头端业者为了让用户有更多的节目选择，通常会多个节目一起放送，传统的模拟电视信号是一个频道载一个节目；数字电视信号拜压缩技术的进步，一个频道会载2～3个节目。因此，在客户端会同时接收到多个频道的信号，调谐器的功能便是选择想要的频道(或节目)，将不要的频道滤除，并避免不要的频道在降频过程中干扰到想看的频道，一般将此动作称为选台。此外，接收的信号因为载有多个频道而形成宽带信号，调谐器亦须具备有宽带设计，才能完整的将信号接收并处理。
● 调谐器规格要求
● 动态范围(Dynamic Range)：
动态范围指输入信号的强度改变时，调谐器仍具有处理信号的能力。例如，当客户端距离发射站很远时，头端信号经过空气传送到客户端已变得相当微弱，调谐器必须调整到最大增益来放大这些微弱信号；若客户端距离发射站很近，此时会接收到很强的信号，当然调谐器也必须调整到最小增益以防止信号饱和。
不同的传播方式对动态范围的要求均不同，通常以地面广播对动态范围的要求最大，约为60dB～70dB，有线传播方式其次，约30dB～40dB，卫星传播方式动态范围则要求最小。
● 噪声指数(Noise Figure)：
调谐器在处理信号的同时本身亦会产生噪声，噪声指数便是量测调谐器产生噪声的程度。严格来说，信号进入调谐器之前有输入信噪比(SNR Input)，经过调谐器之后会有输出信噪比(SNR Output)，输入和输出信噪比的差值即是噪声指数。噪声指数是调谐器重要指标之一，它定义出调谐器最小可接收的信号强度，或称为接收灵敏度(Sensitivity)。
以数字地面广播为例，噪声指数要求不得高于7dB，而有线系统10dB噪声指数已足够，卫星系统则是由调谐器前端的低噪声降频放大器(LNB)决定，噪声指数通常要小于1dB。
● 相位噪声(Phase Noise)：
调谐器接收射频信号后，再将信号降频到中频范围，降频的过程需要一个本地振荡源(Local Oscillator)和射频信号进行混波处理。理论上，本地振荡源是一理想的正弦波，频谱上中心频率像一脉冲波形；然而实际上，本地振荡源易受噪声的影响，在时域上在零点交错位置会产生抖动现象(Jitter)；在频域上则是沿着中心频率产生裙摆(图4)，当裙摆越大意味着相位噪声越大。
相位噪声会直接影响到数字调谐器的输出信噪比，降低频谱使用效益。例如，使用64QAM的调变技术做传输，由于相位噪声使得信噪比下降，必须改用16QAM，频谱效益因此降低约33%。对于模拟调谐器而言，相位噪声的影响就不显著，主要是模拟调变不易受相位噪声干扰。
● 镜像抑制(Image Rejection)：
降频的动作是希望将接收的高频信号降到中频范围，使后级A/D 转换器有能力处理信号，降频一般使用混波器来完成。不幸的是，混波动作能将想要的频道从射频降到中频，同时落在想要频道的高或低两倍中频位置，这时不想要的频道(一般称为镜像频道)也会降到中频，使得想要的频道和镜像频道重迭在一起，破坏了原先的信号品质。
因此，在混波器前端会加一滤波器(一般称为镜像抑制滤波器)，信号进入混波器前，此镜像抑制滤波器就能滤除镜像频道，之后再做混波的动作，就可避免上述可能发生的问题。另一作法是混波器本身即包含镜像频道滤除的动作，称为镜像抑制混波器(Image Reject Mixer)，此优点是无需额外的镜像抑制滤波器，因此更适合用于集成电路的整合。
因为调谐器接收处理宽带信号，镜像问题更是无法避免，故调谐器一定要有镜像抑制的能力，一般来说必须达到50dB～60dB的镜像抑制才足够。
调谐器架构
就如同一般无线接收机设计，需依据其标准及传送信号的特性，选择适当的接收机架构。然而，调谐器因为接收宽带信号，须顺应调谐器的要求产生不同于一般无线接收机的架构。调谐器架构大致可归下列几类：单转换中频输出(Single Conversion with IF)、单转换低中频输出(Single Conversion with Low IF)、单转换零中频输出(Single Conversion with Zero IF)、双转换中频输出(Dual Conversion with IF)、双转换低中频输出(Dual Conversion with Low IF)、及双转换零中频输出(Dual Conversion with Zero IF)。
● 单转换中频输出
传统式调谐器不论模拟调谐器或数字调谐器皆采用此架构(图5)：
载有多频道的宽带信号进入LNA做低噪声放大，通过追踪滤波器(Tracking Filter)将镜像信号去除，利用混波器(Mixer)和本地振荡源(LO)混出中频信号，最后经由SAW滤波器选择出想要的频道，并去除其它不想要的频道，完成调谐器的功能。值得研究的是在这个架构中镜像抑制滤波器为何以追踪滤波器取代？我们观察此架构的频谱分布，仔细分析如下(图6)。
低频道状态：
调谐器接收到多频道的宽带信号(浅灰色)，想要的信号位于最低的频道(白色黑框)，高于两倍中频的位置即为镜像频道(黑色)，其恰好在宽带信号频带内(图6-a)。
低噪声放大后的信号，可利用追踪滤波器将镜像频道去除，而且追踪滤波器的好坏决定镜像信号抑制的量(图6-b)。镜像频道去除后，利用混波器及高于一倍中频的本地振荡源进行混波，将信号降频到中频位置(图6-c)。假设追踪滤波器未能有效将镜像频道去除，经过混波后，想要的频道和镜像频道重叠在一起，如此将破坏信号并且无法复原。最后经过SAW滤波器选择出想要的频道，去除其它不想要的频道(图6-d)。
高频道状态：
若想要的信号位于最高的频道，高于两倍中频的镜像频道会在宽带信号频带之外(图6-e)，此时追踪滤波器的中心频率若和低频道状态相同，很容易将想要的频道一并去除，影响到接收品质。因此，追踪滤波器的中心频率要随着选择不同的频道而改变，才能有效的去除镜像频道(图6-f)。之后的处理与低频道状态相同(图6-g、6-h)，不再累述。
通常追踪滤波器使用压控电容(Varactor)来调整中心频率，为了符合宽带调整(有线系统及地面广播为VHF/UHF Band，卫星系统为L Band)，其电容比要大于6以上(注：电容比是指压控电容最大电容值和最小电容值的比率)，目前技术无法在IC里面实现。此外，为了有效去除镜像频道，会使用高Q值的线圈式电感(Coil Inductor)，故坊间看到的传统式调谐器皆是使用分立元件(Discrete Components)组合而成。因此，此架构并不适合单芯片整合设计。
● 双转换中频输出
为了减少制造上的复杂度及降低成本，调谐器IC化是目前技术发展的趋势，因此，一些新的调谐器架构孕育而生。其中，最先提出的是美国Mircotune公司所发表的双转换中频输出架构。如图7所示，信号经由低噪声放大器(LNA)放大后，利用第一混波器(Mixer1)和第一本地振荡源(LO1)混出第一中频信号，经由第一SAW滤波器将镜像信号去除。利用第二混波器(Mixer2)和第二本地振荡源(LO2)混出第二中频信号，经由第二SAW滤波器选择出想要的频道，完成调谐器的功能。此架构的优点在于不需要额外使用追踪滤波器即能处理宽带信号的镜像问题，观察此架构的频谱分布，原因分析如下。
如图8所示，调谐器接收到多频道的宽带信号(浅灰色)，假设想要的信号位于中间的频道(白色黑框)，高于两倍第一中频的位置为镜像频道(黑色)，且落在宽带信号频带之外。由于宽带信号会先作升频的处理，第一中频频率会大于宽带信号的最高频率，因此镜像信号会被拉到更远的位置，如此LNA前端的滤波器可轻易将第一镜像信号去除(图8-a)。
经由LNA低噪声放大后，利用第一混波器和高于一倍中频的第一本地振荡源进行混波，将想要的信号升频到第一中频位置(图8-b)。
降频之前，先利用第一SAW滤波器将第二镜像频道去除(图8-c)。此第二镜像频道会固定在低于两倍第二中频的位置，故仅须要固定中心频率的SAW滤波器做镜像频道去除，而不需要追踪滤波器。省去追踪滤波器，就可将此架构在IC内实现。最后，利用第二混波器和低于一倍中频的第二本地振荡源进行混波，将想要的信号降频到第二中频位置，经过第二SAW滤波器选择出将想要的频道，去除其它不想要的频道(图8-d)。
此架构虽已朝向将调谐器IC化的趋势，但其缺点是仍需要两个外挂的SAW滤波器，才能完成调谐器的功能，未能做到IC完全整合。此外，若单靠第一SAW滤波器做第二镜像频道去除，抑制量仍嫌不足。因此，第二混波器还须选用镜像抑制混波器，才足以符合调谐器的要求。
● 单转换低中频输出
IC化且做到完全整合是未来调谐器技术发展的方向。
追踪滤波器及SAW滤波器无法在IC里面实现是之前两种架构的缺点，而我们接下来要探讨的几种架构，则是皆以电路设计技巧辅助完成IC化的目的。首先讨论是单转换低中频输出架构，这是荷兰Philips公司于2002年提出的新构想(图9)。
宽带信号进入LNA做低噪声放大后，利用RF多相位滤波器(RF Poly-phase Filter)将信号分成同相路径(I Path)及正相路径(Q Path)，进入复频混波器(Complex Mixer，或称为双正交混波器Dual Quadrature Mixer)和正交振荡源(Quadrature LO，此例由本地振荡源经由除二电路产生)，混出低中频正交信号(Quadrature Low IF)，再由IF多相位滤波器(IF Poly-phase Filter)将低中频正交信号转为低中频信号，这目的除了将信号做降频的处理外，同时可去除镜像频道。
最后经由频道选择滤波器(Channel Select Filter)选择出想要的频道，并去除其它不想要的频道，完成调谐器的功能。
值得探讨的是选择低中频输出，可将SAW滤波器的功能由频道选择滤波器所取代，以方便于IC内实现。然而这样的设计，会让镜像频道拉近到想要信号的邻近，如此无法使用追踪滤波器或SAW滤波器将镜像频道去除；若使用镜像抑制混波器，其镜像去除的能力顶多40dB，仍不能符合调谐器的要求。因此，需要使用双正交混波器加上IF多相位滤波器做镜像去除的处理。
镜像去除的能力主要依赖多相位滤波器的好坏，当多相位滤波器随IC工艺变异小于0.1%时，将具有60db～70dB以上镜像频道去除的能力，符合调谐器的需求。
● 双转换低中频输出
使用双正交混波器加上IF多相位滤波器做镜像频道去除，需要将接收的宽带信号分成同相路径及正相路径，再输入给双正交混波器。然而，产生此正交信号的方法除了使用RF多相位滤波器以外，亦可使用正交混波器(Quadrature Mixer)来实现，因此，产生了双转换低中频输出的架构。此架构是工研院芯片中心研发团队于2004年所提出的，下一节会针对此架构仔细来探讨。
● 双转换零中频输出
由前述可知，双转换中频输出架构中的第一混波器利用升频方式，将第一镜像信号拉到较远的位置，省掉追踪滤波器的使用需求，但仍需第一SAW滤波器先将第二镜像频道去除，再利用第二混波器，将想要的信号降频到第二中频位置。
了解到第二镜像信号会固定位于第一中频的邻近频道(高或低于两倍第二中)，因此，第二中频的选择影响到第一SAW滤波器规格的要求。通常，第二中频选择越小，第一SAW滤波器越不容易实现；若第二中频选择是低中频(Low IF)，想要频道的邻近便是镜像频道，如此第一SAW滤波器很难完成去除镜像频道的任务。然而，若第二中频选择是零中频，便没有镜像信号的问题，当然不需要第一SAW滤波器，而且第二滤波器可被频道选择滤波器所取代(图10)，故此架构适合用于完全整合的硅晶调谐器上。
● 单转换零中频输出
未来技术若朝向移动接收数字广播电视的方向发展，个人手持设备如手机、PDA、或便携式媒体播放器(PMP)等产品，对于调谐器的要求须着重于两方面：首先严格要求尺寸，因此需要完全整合的硅调谐器；第二，必须节省功率消耗，故架构上的选择越简单越好。因此，单转换零中频架构是最精简亦最合乎要求的(图11)。
由上节所述可知，选择零中频便没有镜像信号处理的问题，不需要追踪滤波器或SAW滤波器做镜像去除，如此，调谐器将可做到完全整合。然而，3.5及3.6节的零中频架构仍具有直流偏移(DC Offset)、闪烁噪声(Flicker Noise)、及二阶失真(Even-Order Distortion)等问题，须进一步从技术上克服。
双转换低中频输出架构
双转换的优点可以省去使用追踪滤波器，适合调谐器IC化，而第二中频选择低中频(Low IF)可将第二滤波器以频道选择滤波器来取代，若第二镜像信号可以不需要第一SAW滤波器，且能利用内部电路技巧去除，则可实现完全整合的硅晶调谐器。台湾工研院芯片中心研发团队于2004年针对完全整合的硅调谐器提出此创新架构(图12)，并已申请专利。
宽带信号经由LNA做低噪声放大，利用第一正交混波器(Quadrature Mixer1)和第一正交本地振荡源(Quadrature Mixer1)将想要的频道升频到第一中频的位置并混出同相信号(IIF1)和正相信号(QIF1)，此时第一镜像信号位于较远的位置，因此LNA前端的滤波器可轻易将第一镜像信号去除。之后经过复频混波器(Complex Mixer)和第二正交本地振荡源(Quadrature LO2)混出低中频正交信号(Quadrature Low IF)，再由IF多相位滤波器将低中频正交信号转为低中频信号(其目的除了将信号做降频的动作外，并同时去除第二镜像频道)。最后经由频道选择滤波器选择出想要的频道，并去除其它不想要的频道，完成调谐器的功能。
此架构的好处是可以做到完全整合的硅晶调谐器，且可避免零中频架构所遭遇直流偏移、闪烁噪声、及二阶失真等问题，但仍需要0.1%工艺变异的多相位滤波器，才有60dB～70dB以上镜像频道去除的能力。
要做到完全正交，在电路实现上是相当困难的，因为和IC的工艺变异及布局有非常大的关系。工艺变异由选择晶圆代工厂决定，而布局则依IC设计者的设计为考量，包括走线及器件是否对称、杂散电容是否一致、及负载效应是否相同。因此，3%以内的正交误差是允许且合理的。
一般工程上都以镜像抑制比(Image Reject Rate, IMRR)来评估镜像去除的能力，因此可使用电路仿真软件来比较一般型及双正交型镜像抑制混波器架构，并预估它们的良率(Yield Rate)。假设正交误差3%且为高斯分布，经由1,000次的模拟试验(表2)后，结果显示，一般型镜像抑制混波器架构只有约1/2的机率其镜像抑制比大于35dB，然而，使用双正交型镜像抑制混波器架构却有80%以上的机率其镜像抑制比大于60dB，是远远优于一般型的。
结 语
为引接未来数字电视的普及和移动接收时代的来临，关键技术的开发研究是项重要的课题，而调谐器便是其中之一。传统式调谐器由于架构选择的原因，需要许多外部器件才能完成其功能，也增加了许多制造成本及复杂度，且尺寸及耗电流也难以有效改进。因此，硅调谐器便成为开发研究的重点，在兼顾接收品质下，若能够做到完全整合及低功率消耗将是技术发展一大跃进。
【本文转载自系统台湾工研院芯片中心系统芯片专刊003期】
