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現在的蜂巢式電話、PDA、MP3播放機等攜帶型設備都需要配備功率放大器來驅動微型揚聲器，且要求功率放大器的待機功耗低、效率高、失真小。這些放大器可利用傳統的線性或交換式技術來實現。交換式放大器，即所謂的D類放大器，能同時滿足低功耗（高效率）和高音質的要求，但卻需要對輸出進行濾波處理，因而增加其咝谐杀尽?
為了將大型輸出元件快速開關所產生不必要的能量輻射降至最低，設計者必需對PCB佈局結構和雜訊濾波器的設計作出額外考慮。這些因素使得設計者傾向採用線性放大器而非D類放大器。在多種類比放大器中，AB類能滿足適度的總諧波失真（THD）和低功耗要求。一般來說，失真的降低與輸出Q電流（IQ）成正比，但功率效率卻與其成反比。為了滿足這兩方面的要求，自適應Q電流控制（AQC）技術遂應叨?
自適應Q電流控制（AQC）技術
AQC電路能依照輸出失真的程度來提高IQ，但當沒有信號輸入或感應不到輸出失真時，它就不會啟動。採用AQC電路設計的功率放大器在以1W功率驅動8Ω負載時，整個音頻頻寬的THD低於0.3%，且靜態下僅消耗2.6mA的電流。
在5V電壓下向8Ω負載輸出1W功率時，需要採用如圖1所示的橋接負載結構（BTL）。AMP1的輸出顯示由於輸出階段推挽作用所產生的失真，這種非必要的失真會被AMP2放大，而AMP2的輸出則會受到失真和其自身產生的失真所影響。此舉將使THD性能降低6dB。然而，有非常簡單的方法，即引進BTL驅動電路並輕易利用最少的元件改動就可變更放大器的整體增益。
圖中所示的AQC單元由以下幾部分組成：微分放大器、整流器、增益級(AQ)和j轉導（GMQ）。其中，失真值可通過比較兩個放大器的輸入而獲得。通常，+/-輸入會利用負迴授和高回路增益進行虛擬短接。然而，隨著輸出失真的增加，輸入會漸漸偏離虛擬接地點。這樣，失真就會在輸入端出現。為了產生IQ控制信號（IAQC），無論所檢測的失真極性為何，都要使用整流器。經整流的信號將通過AQ放大，最後由GMQ生成IAQC，並流入至AB類放大器的Q偏置電路。
圖2描述了AQC AB類放大器。失真電壓被轉換為源自MD1和MD2的電流ID1和ID2。如果ID1>ID2，MD17-18將被啟動；反之，MD15-16則被啟動。因此，IAQC信號會與所檢測到的失真絕對值成正比。AQ增益由MD16 和 MD15 (MD18 和 MD17)的比值決定。最後，IAQC信號被傳輸到MB2 和 MB5。這樣，輸出失真就可自適應地控制經過MPO 和 MNO的IQ電流。
在MPO 和 MNO閘之前插入的兩個緩衝器也可提升THD性能，這是由於緩衝器不但能增加放大器頻寬，還可提高閘驅動能力。圖3所示為在溫度Tj 120oC、8Ω負載、4Vpp 20kHz信號和5V電源情況下，使用BSIM3V3模型得出的暫態模擬結果。如不採用AQC，PGATE和NGATE信號會分別在MPO與MNO截止態保持恒壓；反之如應用AQC，每個信號都會由失真量控制。
當AQC被啟動時，將嚴重影響放大器的穩定性。特別是在兩個輸出電晶體中只有一個被啟動的情況下，更容易引發穩定性問題。圖4所示為高輸出電壓時的等效電路。AQC被模型為一個單極點系統，在P點有一個極點。由於採用了AQC，整體轉移函數具有額外兩個極點和兩個零點，包括一個次要極點（P2）。兩個極點分別被置於P點和gmB3/CM2 (P3)點，其中，gmB3為MB3的跨導。就零點來說，兩個零點分別被置於P點下方和P3點上方。如果AQC能達到以下兩個條件，兩個零點即會成為RHP零點，嚴重影響其穩定性。該兩個條件是：（1）AQC具有負增益（MD15-16接通）；（2）AQC的整體增益頻率fu,AQC高於主放大器的增益頻率。在本設計中，利用Cc1和Cc2使AQC的頻寬小於放大器的頻寬，因而保證了穩定性。
比DMOS技術更佳
在功率應用中，由於DMOS技術採用垂直元件結構（如垂直NPN雙極電晶體），因而具有幾大優點，包括：高電流驅動能力、低Rds導通電阻和高擊穿電壓。然而，DMOS技術需要額外的加工工序和更高的製造成本，故推薦使用傳統快捷0.8微米 10V BiCMOS製程經濟製造的方案。為了增加輸出的動態範圍，傳輸高電流的金屬線設計得越大越好。此外，在VDD、接地端和輸出引腳處均採用雙粘結接線。一般來說，輸出電晶體的DCGS比最低設計要求大一些，這是因為DCGS電阻器具有限流電阻器的作用，可提高抗ESD的能力。本設計並沒有採用增大DCGS的方式，而是在汲極與源極電路大量採用二層金屬走線，以減小電阻的集中。因此，本晶片能在HBM 和 MM模型下分別通過+/- 2.5kV和+/- 300V ESD電壓測試，圖7給出了該晶片的顯微照片，含襯墊的晶片大小為1800 x 1600m2。
為了展示本設計如何在高頻下有效消除交叉干擾失真，圖5展示了在8Ω負載、4Vpp 和 50kHz條件下的輸出波形。儘管本設計的放大器是針對音頻應用，其結果仍表明採用AQC技術來實現低THD的高頻放大器（如xDSL線路驅動電路）是可行的。圖6所示分別為THD+N及功率耗散與輸出功率的對比。在頻率為20kHz及輸出為1W時，THD+N僅為0.3%。1kHz 和20kHz信號的功率耗散僅有細微的差別，這是由於AQC在20kHz時才被啟動，故功率耗散僅增加了0.03W。
為了將大型輸出元件快速開關所產生不必要的能量輻射降至最低，設計者必需對PCB佈局結構和雜訊濾波器的設計作出額外考慮。這些因素使得設計者傾向採用線性放大器而非D類放大器。在多種類比放大器中，AB類能滿足適度的總諧波失真（THD）和低功耗要求。一般來說，失真的降低與輸出Q電流（IQ）成正比，但功率效率卻與其成反比。為了滿足這兩方面的要求，自適應Q電流控制（AQC）技術遂應叨?
自適應Q電流控制（AQC）技術
AQC電路能依照輸出失真的程度來提高IQ，但當沒有信號輸入或感應不到輸出失真時，它就不會啟動。採用AQC電路設計的功率放大器在以1W功率驅動8Ω負載時，整個音頻頻寬的THD低於0.3%，且靜態下僅消耗2.6mA的電流。
在5V電壓下向8Ω負載輸出1W功率時，需要採用如圖1所示的橋接負載結構（BTL）。AMP1的輸出顯示由於輸出階段推挽作用所產生的失真，這種非必要的失真會被AMP2放大，而AMP2的輸出則會受到失真和其自身產生的失真所影響。此舉將使THD性能降低6dB。然而，有非常簡單的方法，即引進BTL驅動電路並輕易利用最少的元件改動就可變更放大器的整體增益。
圖中所示的AQC單元由以下幾部分組成：微分放大器、整流器、增益級(AQ)和j轉導（GMQ）。其中，失真值可通過比較兩個放大器的輸入而獲得。通常，+/-輸入會利用負迴授和高回路增益進行虛擬短接。然而，隨著輸出失真的增加，輸入會漸漸偏離虛擬接地點。這樣，失真就會在輸入端出現。為了產生IQ控制信號（IAQC），無論所檢測的失真極性為何，都要使用整流器。經整流的信號將通過AQ放大，最後由GMQ生成IAQC，並流入至AB類放大器的Q偏置電路。
圖2描述了AQC AB類放大器。失真電壓被轉換為源自MD1和MD2的電流ID1和ID2。如果ID1>ID2，MD17-18將被啟動；反之，MD15-16則被啟動。因此，IAQC信號會與所檢測到的失真絕對值成正比。AQ增益由MD16 和 MD15 (MD18 和 MD17)的比值決定。最後，IAQC信號被傳輸到MB2 和 MB5。這樣，輸出失真就可自適應地控制經過MPO 和 MNO的IQ電流。
在MPO 和 MNO閘之前插入的兩個緩衝器也可提升THD性能，這是由於緩衝器不但能增加放大器頻寬，還可提高閘驅動能力。圖3所示為在溫度Tj 120oC、8Ω負載、4Vpp 20kHz信號和5V電源情況下，使用BSIM3V3模型得出的暫態模擬結果。如不採用AQC，PGATE和NGATE信號會分別在MPO與MNO截止態保持恒壓；反之如應用AQC，每個信號都會由失真量控制。
當AQC被啟動時，將嚴重影響放大器的穩定性。特別是在兩個輸出電晶體中只有一個被啟動的情況下，更容易引發穩定性問題。圖4所示為高輸出電壓時的等效電路。AQC被模型為一個單極點系統，在P點有一個極點。由於採用了AQC，整體轉移函數具有額外兩個極點和兩個零點，包括一個次要極點（P2）。兩個極點分別被置於P點和gmB3/CM2 (P3)點，其中，gmB3為MB3的跨導。就零點來說，兩個零點分別被置於P點下方和P3點上方。如果AQC能達到以下兩個條件，兩個零點即會成為RHP零點，嚴重影響其穩定性。該兩個條件是：（1）AQC具有負增益（MD15-16接通）；（2）AQC的整體增益頻率fu,AQC高於主放大器的增益頻率。在本設計中，利用Cc1和Cc2使AQC的頻寬小於放大器的頻寬，因而保證了穩定性。
比DMOS技術更佳
在功率應用中，由於DMOS技術採用垂直元件結構（如垂直NPN雙極電晶體），因而具有幾大優點，包括：高電流驅動能力、低Rds導通電阻和高擊穿電壓。然而，DMOS技術需要額外的加工工序和更高的製造成本，故推薦使用傳統快捷0.8微米 10V BiCMOS製程經濟製造的方案。為了增加輸出的動態範圍，傳輸高電流的金屬線設計得越大越好。此外，在VDD、接地端和輸出引腳處均採用雙粘結接線。一般來說，輸出電晶體的DCGS比最低設計要求大一些，這是因為DCGS電阻器具有限流電阻器的作用，可提高抗ESD的能力。本設計並沒有採用增大DCGS的方式，而是在汲極與源極電路大量採用二層金屬走線，以減小電阻的集中。因此，本晶片能在HBM 和 MM模型下分別通過+/- 2.5kV和+/- 300V ESD電壓測試，圖7給出了該晶片的顯微照片，含襯墊的晶片大小為1800 x 1600m2。
為了展示本設計如何在高頻下有效消除交叉干擾失真，圖5展示了在8Ω負載、4Vpp 和 50kHz條件下的輸出波形。儘管本設計的放大器是針對音頻應用，其結果仍表明採用AQC技術來實現低THD的高頻放大器（如xDSL線路驅動電路）是可行的。圖6所示分別為THD+N及功率耗散與輸出功率的對比。在頻率為20kHz及輸出為1W時，THD+N僅為0.3%。1kHz 和20kHz信號的功率耗散僅有細微的差別，這是由於AQC在20kHz時才被啟動，故功率耗散僅增加了0.03W。
