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以一颗真正的组件为例
运算放大器的制程技术以及设计技巧会影响其噪声性能。模拟IC的设计工程师采用内部电路的技法，利用偏压电流消除来降低双极晶体管的偏压电流。这些技法会为电流噪声密度规格导入一项相关的元素。图6所示为来自ADI的AD 8599这类针对超低噪声、低失真度的运算放大器的噪声规格。
使用者如果能够正确的将这些IC的组态设定好，就可以改善其电路的AC以及DC性能。如图7中所示，将放大器的输入予以平衡可以使噪声性能优化。举例来说，dc性能可藉由将电阻器R5(相当于 R1 以及 R4 的并联组合)放置于非反相输入端至接地端当中而获得优化。这种常用的技巧可以消除运算放大器的输入偏压电流，并且减少总体的dc误差。
然而，我们所讨论的这个电路并没有针对噪声予以优化。为了要达到此目的，我们必须先确认所有的噪声来源，并且将噪声公式─即公式2写出来，如同先前所述的方式。图8中所示为其结果。
在找出NEB之后可以利用PSpice来计算电路的总噪声。噪声范围是从1Hz～15kHz，如图9中所示。
我们要如何将运算放大器的输入加以平衡，以便取得最佳的噪声性能呢？这个情况如图10中所示，其中的输入端都有针对AC以及DC参数加以平衡。注意到电阻值已经有所改变，虽然噪声增益还是一样（1001），而电流噪声密度在流出放大器输入接脚时也符合相等的电阻值。
这个电路是如何随着之前针对噪声的解决方案而获得改善的呢？为了要回答这个问题，再次的确认所有的噪声来源，而所有用以计算输出端之总噪声的适当公式也都已经写好，如图11所示。注意到平衡电阻Rb的效应都被加以撷取在这个图形以及公式3当中。
表2中所示为来自于图7以及图10之结果的逐项比较。两个组态设定之间的总输出噪声，其差异似乎并没有那么大，这是因为使用小电阻来加以平衡，但是假如在图7的R5使用较大的电阻时，差异就会更大而造成问题。
除了目前所提到过的两种方法之外，有没有其它简单的方法可以计算出电路的噪声呢？对于特定电路之噪声计算的另一种方法可以在一个很受欢迎的应用电路范例当中呈现，那就是将运算放大器设定为驱动模拟数字转换器（ADC）的缓冲器。
使用ADI的AD 8675（广频噪声 = 2.8 nV/rt Hz）的电压噪声密度图形曲线来做为范例，如图12所示，将NEB分成了两个区域（低频率以及高频率）。注意到设定为非反相单一增益缓冲器的AD 8675的NEB，就是运算放大器的单一增益带宽（10 MHz）。
在前一篇文章中已经指出，所有的运算放大器数据表都具有可以用来找出低频率噪声（p-p噪声）以及转角频率的噪声密度图形曲线。这项信息以及公式4可以做为低频率的噪声计算之用：
以Fl = 0.1 Hz、 FH = 70 Hz、转角频率 FC = 25 Hz的值使用公式3，会导出40.45 nVrms的低频率噪声，如公式5：
想要计算出在高频率区域（噪声或是白噪声的平坦区域）中的噪声，我们可以利用公式6以及公式7：
针对两个处于同一rms样式的区域将噪声值加入，如公式8，以便算出总噪声：（公式8）
这个解决方案会多有效呢？其近似值有多精确？此电路能够可靠处理的信号位准有多低？借着检视信号对噪声比值（SNR）应该能够加以测试出来。公式9：（公式9）
放大器的低频率噪声非常的小（AD 8675具有非常低的转角频率），因此这个解决方案的总SNR可以只用白噪声的部份来加以计算即可。这个解决方案的好处是可以高达20位。此放大器对于像是ADI AD 7671（SNR = 90 dB） 16位ADC的SNR只会产生很小的降级，如公式10：
结论
有很多种方法可以计算出电路的噪声；本文中只讨论了少数几种。但是所有的这些方法在进行噪声分析以及噪声消除之前，都应该要从信号调节电路的优化组态设定开始。假如有一组良好的PSpice模型可供做运算放大器的话，使用PSpice是最简单的方法。假如不行的话，那么另外两种方法的其中一种：使用以公式1为基础的噪声密度图形曲线或是笔与纸的计算方法也是可以考虑的选择。
运算放大器的制程技术以及设计技巧会影响其噪声性能。模拟IC的设计工程师采用内部电路的技法，利用偏压电流消除来降低双极晶体管的偏压电流。这些技法会为电流噪声密度规格导入一项相关的元素。图6所示为来自ADI的AD 8599这类针对超低噪声、低失真度的运算放大器的噪声规格。
使用者如果能够正确的将这些IC的组态设定好，就可以改善其电路的AC以及DC性能。如图7中所示，将放大器的输入予以平衡可以使噪声性能优化。举例来说，dc性能可藉由将电阻器R5(相当于 R1 以及 R4 的并联组合)放置于非反相输入端至接地端当中而获得优化。这种常用的技巧可以消除运算放大器的输入偏压电流，并且减少总体的dc误差。
然而，我们所讨论的这个电路并没有针对噪声予以优化。为了要达到此目的，我们必须先确认所有的噪声来源，并且将噪声公式─即公式2写出来，如同先前所述的方式。图8中所示为其结果。
在找出NEB之后可以利用PSpice来计算电路的总噪声。噪声范围是从1Hz～15kHz，如图9中所示。
我们要如何将运算放大器的输入加以平衡，以便取得最佳的噪声性能呢？这个情况如图10中所示，其中的输入端都有针对AC以及DC参数加以平衡。注意到电阻值已经有所改变，虽然噪声增益还是一样（1001），而电流噪声密度在流出放大器输入接脚时也符合相等的电阻值。
这个电路是如何随着之前针对噪声的解决方案而获得改善的呢？为了要回答这个问题，再次的确认所有的噪声来源，而所有用以计算输出端之总噪声的适当公式也都已经写好，如图11所示。注意到平衡电阻Rb的效应都被加以撷取在这个图形以及公式3当中。
表2中所示为来自于图7以及图10之结果的逐项比较。两个组态设定之间的总输出噪声，其差异似乎并没有那么大，这是因为使用小电阻来加以平衡，但是假如在图7的R5使用较大的电阻时，差异就会更大而造成问题。
除了目前所提到过的两种方法之外，有没有其它简单的方法可以计算出电路的噪声呢？对于特定电路之噪声计算的另一种方法可以在一个很受欢迎的应用电路范例当中呈现，那就是将运算放大器设定为驱动模拟数字转换器（ADC）的缓冲器。
使用ADI的AD 8675（广频噪声 = 2.8 nV/rt Hz）的电压噪声密度图形曲线来做为范例，如图12所示，将NEB分成了两个区域（低频率以及高频率）。注意到设定为非反相单一增益缓冲器的AD 8675的NEB，就是运算放大器的单一增益带宽（10 MHz）。
在前一篇文章中已经指出，所有的运算放大器数据表都具有可以用来找出低频率噪声（p-p噪声）以及转角频率的噪声密度图形曲线。这项信息以及公式4可以做为低频率的噪声计算之用：
以Fl = 0.1 Hz、 FH = 70 Hz、转角频率 FC = 25 Hz的值使用公式3，会导出40.45 nVrms的低频率噪声，如公式5：
想要计算出在高频率区域（噪声或是白噪声的平坦区域）中的噪声，我们可以利用公式6以及公式7：
针对两个处于同一rms样式的区域将噪声值加入，如公式8，以便算出总噪声：（公式8）
这个解决方案会多有效呢？其近似值有多精确？此电路能够可靠处理的信号位准有多低？借着检视信号对噪声比值（SNR）应该能够加以测试出来。公式9：（公式9）
放大器的低频率噪声非常的小（AD 8675具有非常低的转角频率），因此这个解决方案的总SNR可以只用白噪声的部份来加以计算即可。这个解决方案的好处是可以高达20位。此放大器对于像是ADI AD 7671（SNR = 90 dB） 16位ADC的SNR只会产生很小的降级，如公式10：
结论
有很多种方法可以计算出电路的噪声；本文中只讨论了少数几种。但是所有的这些方法在进行噪声分析以及噪声消除之前，都应该要从信号调节电路的优化组态设定开始。假如有一组良好的PSpice模型可供做运算放大器的话，使用PSpice是最简单的方法。假如不行的话，那么另外两种方法的其中一种：使用以公式1为基础的噪声密度图形曲线或是笔与纸的计算方法也是可以考虑的选择。
