问：什么是CMOS（互补式金氧半导体）宽带开关？
答：CMOS宽带开关主要是为了符合以ISM（工业industrial、科学scientific、与医学medical）波段频率（900 MHz以及更高）进行传送的组件的需求而设计。这些组件具有低插入损耗（insertion loss）、高度的埠与埠间之隔离度、低失真度（distortion）、以及低耗电流（current consumption）之特性，使得它们对于许多需要低功率耗损以及可以处理高达16 dBm传输功率的高频率应用装置而言，乃是一种绝佳的解决方案。在这篇文章的稍后会提到相关的应用范例，其中包括了车用收音机、天线开关、无线计量（wireless metering）、高速的滤波以及数据的路由、家用网络、功率放大器、以及锁相回路（PLL）的切换。
问：这些开关的速度为何能够比典型的模拟式CMOS开关快这么多？
答：为了要改善其频宽，宽带开关在信号路径上只采用N信道的MOSFET（金氧半导体场效晶体管）。只采用NMOS的开关具有典型的 400 MHz 之－3 dB频宽，与采用并联NMOS与PMOS场效晶体管（FET）的标准开关相较，几乎达到其频宽性能的两倍。这是由于将P通道MOSFET移除后，使得开关的尺寸较小以及寄生电容得以大幅降低所导致的结果。N信道MOSFET必须充当受电压控制的电阻器。此开关的运作方式如下：
Vgs > Vt → 开关 ON
Vgs < Vt → 开关 OFF
其中 Vgs 是 闸极对源极电压（gate-to-source voltage），而 Vt 则被定义为临界电压～ 超过此临界值的话，在源极与汲极终端之间会形成一个传导通道。
当信号频率提升至好几百MHz以上时，寄生电容将会变得更具有支配性。因此对于开关的设计工程师而言，想要让宽带应用装置的开关在off状态下具有高隔离度，在on状态下又具有低插入耗损的确是一项挑战。开关的通道电阻必须要限制在低于 大约6Ω左右，这样才能在源极与负载具有 50Ω匹配阻抗的线路上获得低于0.5dB的低频率插入耗损。
与众所熟悉的开关拓朴相违背，对付这种牵制（off-throw）效应─以及与其相关的寄生信号（stray signal）─的方法是增加一组接地的分流路径，这将使得开关的设计可以提升在高频率下off状态的隔离度。FET具有一组可以降低输入（RFx）与输出（RFC）间寄生电容的联动式手指（interlocking finger）布局，从而提升了在高频率上的隔离度，并且也增强了串音排除（crosstalk rejection）的功能。举例来说，当MN1为on状态以便对RF1形成传导路径，而MN2为off状态，MN4为on状态时，在RF2上的寄生效应将会被分流至地在线，如图１所示。
问：你提到了off状态隔离度以及插入耗损。可以解释一下它们是什么吗？
答：是的。用来诠释RF开关性能的两个最重要参数，就是在关闭状态（closed state）下的插入耗损以及在开启状态（open state）下的隔离度。
off状态的隔离度意指当开关处于off状态时，介于开关的输入与输出埠之间的衰减。串音则是用以量测信道与信道之间的隔离度。举例来说，ADG919 SPDT开关在1 GHz下能够提供大约 37 dB的隔离度，如图２所示。采用芯片尺寸封装（CSP）～适用于空间紧迫的无线应用装置，像是天线开关等～的相同组件，则可以再提高6 dB的隔离度（在 1 GHz下为43 dB）。
插入耗损意指当开关处于on状态时，介于开关的输入与输出埠之间的衰减。此开关通常都是在接收器的信号路径中所会遇到的第一个组件之一，因此必须要有较低的插入耗损以确保信号的耗损最小化。对于需要较低整体噪声图形的系统而言，较低的开关插入耗损也是相当重要的。
想要从ADG9xx开关家族中获得最佳的插入耗损性能，这些零件必须要在2.75 V的最大可容许供应电压下运作。其原因可以参考图３，其中所示为插入耗损与ADG919在三种不同供应电压值下的频率之相对关系图表。
问：插入耗损与标准模拟开关的导通电阻（On-resistance）规格如何产生关联性？
答：信号耗损必须通过处于on状态的开关电阻Ron所导入之衰减来加以决定，而该电阻乃是与在低频率运作下量测所得之源极加负载（source-plus-load）电阻串联在一起。图４所示为对于一颗N信道MOSFET组件，以导通电阻作为源极电压之函数的典型记录图。
问：什么样的技术会经常被使用在高频率开关的设计上？
答：传统上要开发良好的宽带 / RF开关，只有少数的方法可供运用。砷化镓（Gallium arsenide, GaAs）FETs、PIN二极管、以及电机继电器早已经投入于市场中，不过标准的CMOS技术是目前的强项。
PIN二极管是一种具有良好失真特性的高度线性组件，但是对于现今的高性能需求而言，它们也有着许多的缺点。切换时间较慢（以微秒（microsecond）计算，相较于CMOS开关的纳秒（nanosecond））、耗电量高，这使得它们不适合使用在许多靠电池运作的组件上；此外，使用PIN二极管作为线性开关时，会有实质上较低的频率限制─不同于CMOS开关，从RF到dc都能够有所响应。
GaAs在on状态时的电阻较低，off状态时的电容较低，高频率时具有较高的线性度，因而受到普遍的欢迎。然而，随着CMOS处理程序几何学的持续缩小，CMOS开关的性能已经提升至在高达4GHz时可以达到-3 dB频率的程度，因而得以和GaAs开关相匹敌。CMOS开关是被设计为用来将频宽最大化，而且同时还可以维持高线性度以及低功率耗损，在许多低功率的应用领域上，现在的CMOS开关提供了除GaAs开关之外的另一个实质选择。
问：那么CMOS宽带开关解决方案比起砷化镓开关究竟多了哪些主要的好处？
答：好比ADG9xx零件家族中的开关，都有将TTL（晶体管-晶体管逻辑电路）驱动器整合于其中，以便能够很容易的与其它CMOS组件接合，这是因为CMOS与低电压TTL（LVTTL）逻辑位准兼容。将驱动器整合于其中的这些组件，其小巧的尺寸对于许多空间紧迫的应用装置而言是一个良好的解决方案。
像这样的GaAs开关必须要将直流阻隔电容（dc-blocking capacitor）串接在RF端口上，使其芯片有效的相对浮动于dc地在线，这样才能以正向控制电压来控制开关。像是ADG9xx家族之类的宽带开关就没有这样的需要，因而对于频宽的降低、电容器在整体系统性能上的冲击、以及GaAs解决方案的额外空间与成本等方面的顾虑都因而去除。省去了阻隔电容，使得ADG9xx零件得以一直维持其低插入耗损（0.5 dB）直至降到dc为止。ADG9xx家族除了能提供较小且较有效率的设计解决方案之外，还具有较低的电量需求，在所有的电压与温度条件下，只消耗低于１ μA的电流。
问：与GaAs相较起来，静电放电（ESD）的性能如何？
答：ADG9xx零件家族已经通过 1-kV ESD 人体模型（human body model, HBM）之需求。ESD保护电路能够很轻易地被整合到这些CMOS开关当中，以便保护RF与数字接脚。这点使得这些开关相当适合于使用在任何对ESD敏感的应用装置上，同时也提供了除GaAs组件之外，具有最低可达200 V ESD额定值的另一个值得信赖的选择。
问：这些开关有哪些其它的重要规格？
答：视讯馈送（video feedthrough）（参见图５）乃是当在没有RF信号产生的状态下，控制电压由high- 切换至low-或是由low- 切换至high- 的时候，短暂出现于开关上RF埠的寄生dc。这点与典型模拟开关的电荷注入（charge injection）相类似。其量测的方法乃是以 1-ns（上升时间，rise-time）的脉冲以及500 MHz的频宽，在50Ω的测试设定下进行。
P1dB（1－dB 压缩点）是RF输入功率位准，在此位准上，开关的插入耗损会以1 dB 除以其低位准的值增加。这是开关的RF功率处理能力之量测方法。如图６所示，在1 GHz下使用VDD = 2.5V时，ADG918具有17 dBm的P1dB。
问：这是什么意思？
答：意思就是说，假如在1 GHz之下以一组低位准输入时的插入耗损为0.8 dB，那么使用一组 17 dBm的输入信号时，插入耗损就会是1.8 dB〔注意：dBm是指功率对1 mWM，或是在50Ω下的电压对224 mV之比率的dB（对数）量测值。17dBmc相当于50 mW、或是16 V rms、或是4.5 V p-p。〕。
问：在图６中，处在最低频率时的功率处理能力似乎会大幅的降低，这是为什么？
答：在一般的运作下，这些开关可以处理 7 dBm（5 mW）的输入信号。对于一个50奥姆的负载来说，此相当于一个 0.5 V rms的信号，或是对于正弦波而言1.4 V峰值对峰值（peak-to-peak）〔V p-p = V rms × 2 × √2〕
处在最低频率时的功率处理能力会下降有两个原因：
如图７所示，NMOS的原始结构中包含了位在P型基体（substrate）上的两个N型物质区域。寄生二极管会因此而在N与P区域之间形成。当一组施加偏压为0 V dc的ac信号传送到晶体管的源极，而V gs也大到足以启动晶体管时（V gs＞Vt），寄生二极管会对输入波形之负半周期（negative half-cycle）的某些部分呈现顺向偏压（forward-biased）之状态。假如输入正弦波以低于接近-0.6 V进行时，这个状况就会发生，而寄生二极管就会开始启动，因而造成输入信号被削减（压缩），如图８中所示。图形中所示为一组 100 MHz、10 dBm的输入信号以及相当于 100 MHz的输出信号。这里可以看到输出信号已经被削减了。
在低频率状态时，输入信号会有较长的时间是维持在低于 - 0.6 V位准之下，而这也会在 1-dB压缩点（P1dB）上产生较大的冲击。
这些零件在较低频率下为何只能处理较少功率的第二个原因，乃是当分流NMOS组件应该处于off状态时，却产生了局部启动的现象。这点与前面所提到的寄生二极管之局部启动的机制十分类似。在这个状况下，NMOS晶体管是处于off状态的，V gs＜V t。当分流组件的源极上出现一组ac信号时，在正弦波形的负半周期中会有一段时间是V gs＞V t的，因而造成了分流组件的局部启动。这将会因部分的电源被分流至地线中而压缩输入波形。
当开关是在低频率（＜30MHz）以及高功率─超过7 dBm（或是在50Ω下5 mW，1.4 V p-p）状态使用时，前述的两个机制都能够通过在RF输入信号中施加少许的dc偏压（大约是0.5 V）来加以克服。这将可以提升正弦波输入信号的最小位准并因而得以确保寄生二极管可以持续地呈反向偏压（reverse-biased）状态，以及分流晶体管可以在输入信号的整段期间内都维持在off状态，永远不会有V gs＞V t的状态。图９中再次展示了100 MHz的输入与输出信号以及10 dBm输入功率（在50奥姆下大约2 V p-p）的图形，但这里是采用0.5 V的dc偏压。可以很明显的看出在100 MHz下的削减或是压缩已经不复存在。
问：我要如何将dc 偏压施加在RF输入上？
答：要透过位于输入端的终端电阻将任何电流汲极（current drain）最小化，最好是将偏压施加在输出（RFC）端上。这是个最好的练习，特别是对于低功率的可携式应用装置，但是假如下游电路（downstream circuitry）无法处理dc偏压的话，就可能需要在RF输出上使用dc阻隔（dc-blocking）电容器。
问：这些开关能够以负供电（negative supply）运作吗？
答：它们可以使用处在地线（GND）接脚上的负信号（negative signal）来进行运作，直到其对于VDD至GND达到 －0.5 V ～ +4 V的绝对最大额定值（Absolute Maximum Rating）。注意到以这种方式操作这些零件时，内部的终端将会被放在新的GND电位上～对某些应用领域来说，这是个不希望出现的效应。
问：这些开关的失真性能如何？
答：当近似于间隔频率（spaced frequencies）的音频通过一组开关时，开关的非线性度将会造成错误音频的产生，进而造成非预期的其它频率输出。在信道间隔变得更紧密的通信系统中，有必要将此交互调变失真（IMD）最小化，以确保能够有最小的干扰。以设定的频率间隔（例如900 MHz以及901 MHz）将两组紧密间隔的同功率信号使用在受测组件（DUT）的输入上面时，将会产生出如图10中所示的输出频谱。通常是以dBc来加以表示的第３阶谐波，乃是第３阶谐波中的功率与基础功率间比率的对数。其（负）值越大，失真度越低。透过ADG918来传送这些音频，并使用具有4 dBm输入功率的组合器（combiner），将会产生出如图11所示的35 dBm之IP3〔注意：关于不同型态失真的绝佳讨论，可以在“Ask The Applications Engineer—13”中找到。〕。
IP3─三阶截断点。IMD已经被量测出来，接着就可以据此将IP3的值计算出来。对于这些组件来说，IP3是个很有价值的图形─以dBm表示。在数据表中所指定的IP3，乃是借着量测由于在这些错误音频中的功率对开关所造成的失真而得出来的。IP3的值越大，邻近通道的音频就越小，亦即开关具有良好的谐波性能。
问：ADG9xx家族有些什么样的设定可以使用？
答：ADG9xx家族包含了单刀单掷（single-pole, single-throw, SPST）、单刀双掷（single-pole, double-throw, SPDT）、以及双SPDT开关─以及4：1单刀多任务器（单刀四掷，SP4T）。为了要适应所有应用领域的需要，吸收式（absorptive）与反射式（reflective）两种版本的组件都有提供。
问：什么是吸收式开关（absorptive switch）？
答：ADG901（SPST）、ADG918（SPDT）、ADG936（双SPDT）、以及ADG904（SP4T）零件都被称做吸收式（匹配）开关，因为它们都具有内建的50Ω终端分流接脚。
问：什么是反射式开关（reflective switch）？
答：ADG902（SPST）、ADG919（SPDT）、ADG936R（双SPDT）、以及ADG904R（SP4T）零件都被称做反射式开关，因为它们具有0Ω的接地分流器。
问：我在什么地方会使用吸收式开关多于反射式开关？
答：吸收式开关的每个埠上都具有良好的阻抗匹配，或是电压驻波（standing-wave）比率（VSWR），不论其开关的模式为何。当为了维持良好的VSWR，而有需要在off通道上做适当的反向终端匹配（back-termination）时，就应该使用吸收式开关。因此吸收式开关很适合使用在需要将回返至RF源极的反射最小化的应用领域上。它同时也能确保最大的功率被转送到50Ω系统的负载上。
反射式开关适合使用在即使具有高离埠（off-port）VSWR也没关系，以及希望开关具有一些其它性能特点之应用领域上。反射式开关通常是使用于由系统中的其它部分来提供匹配的应用领域上。在多数的状况下，吸收式开关可以用来取代反射式开关，但是反之则不能成立。
问：我要如何判定这些开关的VSWR？
答：VSWR─电压驻波比率─顺向和反射电压之总和与顺向和反射电压之差额的比率～能够显示出在开关的RF埠上所出现的阻抗匹配之程度。在知道其大小之后，想要以回流耗损（return loss）─在单一埠上，相对于入射功率（incident power）的之反射功率总量─来表示阻抗匹配会较为容易。
只要通过测量入射与反射两种功率，就能够判定回流耗损，而由此即可利用既有的VSWR / 回流耗损转换表将VSWR计算出来。图13中所示为ADG918在on与off状态下的典型回流耗损曲线。注意到ADG918是一组吸收式开关，在off状态下具有良好的回流耗损性能，就如同on状态一样。而没有包含终端电阻器的ADG919版本，在off状态下就无法具有良好的回流耗损性能。
问：你已经解释过这些零件要如何运作，告诉我它们会用在何处以及如何使用？
答：由于它们在高达1 GHZ下具有低插入耗损以及广大的－3 dB频宽（高达4GHz），因此这个家族中的开关都很适合使用在许多的车用娱乐系统上。
它们早就已经存在于调谐器模块与机上盒中，用以在有线电视输入以及地面（off-air）天线输入之间进行切换。另外一个很适合使用这些零件的场合是车用收音机的天线开关。由于其通常都是50Ω阻抗的系统，因此由这些开关的吸收式版本～ADG901、ADG918、以及ADG904等～所提供的50Ω内部终端，可以确保具有最佳的阻抗匹配以及最小的反射功率。
通过多种既有的拓朴，要将这些零件设计到多样天线切换（antenna － diversity - switch）应用装置中变得相当容易，而这将让使用者得以在数种天线之间进行切换，而只使用多波段收音机中的单一调谐器。
这些零件也很适合使用于无线计量系统中，可以在传送与接收的信号之间提供所需要的隔离度。（图14）
于高速滤波器的选择以及数据的路由来说，这些零件也相当的适用：ADG904可以当成4：1的解多任务器（demultiplexer）来使用，以便在不同的滤波器之间交换高频率的信号～同时也可以将信号多路传输至输出端。对于差动滤波器的选择以及数据的路由而言，使用ADG936双SPDT（单刀双掷）开关是个理想的解决方案。对于点对点无线系统之数据卡的数据交换～像是使用于军事与航空电子（avionic）应用领域方面的微波无线电（microwave radio）连结， ADG9xx家族零件所提供的高频率性能正符合其需要。
它们也很适合家庭网络的应用领域─能够对许多不同功能进行无线远程控制的系统，像是卷帘的开启与关闭、灯光的控制（开、关或是微弱），可以通过无线连结的方式来传送信息。在高频下的绝佳隔离度性能以及低功率耗损，使得系统的电流预算得以维持─也因而构成了一个理想的应用装置。
由于它们具有高达4 GHz的高频率范围，这个零件家族也很适合使用在蓝芽技术上─可以在2.5 GHz ISM频率波段上进行无线通讯。
宽带开关可以使用在具有800-、900-、1900-、2100-MHz 频率─针对单元式分码多重撷取（CDMA）以及全球行动（GSM）的应用领域方面─的功率放大器（PAs）之设计上。这些开关被使用在环绕于主要放大器上的前馈校正回路（feed forward correction loop）中，使得主动与被动的反馈与前馈路径能够被转换出去，进而可以测试放大器的失真位准。这些开关也能够在系统中做增益与相位校正。在900MHz下，ADG9xx家族所具有的高隔离度、低插入耗损、以及低失真度，使其相当适用于在这个频率范围中的PA设计。
ADG918可以用来对GSM应用领域中的跳频（frequency-hopping）进行PLL切换动作。
问：什么是PLL切换，以及为何要使用ADG918？
答：在两组锁相回路（PLL）间切换～通常会称为乒乓球技术～可以让设计工程师获得更快速的稳定时间（settling time）。ADG918的低功率耗损以及简单的单接脚控制特性，使其成为相当易于整合的解决方案。
在两组振荡器之间切换时，可以通过串接的方式来达到所需要的隔离度性能～也就是说以串接的方式将若干的开关连结起来。想要对系统提供高隔离度的规格，这是一个很简单的方法，其可以避免在较高频率时产生任何干扰。串接5组ADG918，可以在1 GHz下以3dB的插入耗损提供130 dB的隔离度。在这个应用上，这种程度的插入耗损增加并不是很重要，因为主要的考虑点是在相对于彼此之间的信号位准上。
在这个应用上，ADG918有一个优良的特点，就是它会以如同整合式的低通滤波器来运作，将两组PLLs所产生的无用谐波消去。这是通过在高频率下自然增加的插入耗损来达成的，可以轻易的避免无用的谐波散播到这些开关中，如图15以及图16中所示。
问：那么…请做个总结？
答：总而言之，对于所有在ISM波段中，以电池运作而且又有空间紧迫限制，需要高隔离度以及低插入耗损之组件的应用领域而言，CMOS宽带开关─特别是ADG9xx 家族中的成员─是绝佳的选择。评估套件可以从ADI取得，这组套件将可以让这些零件的套用设计更快速而且无困难─这是每个设计工程师的梦想！
备注
1http://www.analog.com/library/analogDialogue/Anniversary/13.html
2http://ewhdbks.mugu.navy.mil/VSWR.htm
答：CMOS宽带开关主要是为了符合以ISM（工业industrial、科学scientific、与医学medical）波段频率（900 MHz以及更高）进行传送的组件的需求而设计。这些组件具有低插入损耗（insertion loss）、高度的埠与埠间之隔离度、低失真度（distortion）、以及低耗电流（current consumption）之特性，使得它们对于许多需要低功率耗损以及可以处理高达16 dBm传输功率的高频率应用装置而言，乃是一种绝佳的解决方案。在这篇文章的稍后会提到相关的应用范例，其中包括了车用收音机、天线开关、无线计量（wireless metering）、高速的滤波以及数据的路由、家用网络、功率放大器、以及锁相回路（PLL）的切换。
问：这些开关的速度为何能够比典型的模拟式CMOS开关快这么多？
答：为了要改善其频宽，宽带开关在信号路径上只采用N信道的MOSFET（金氧半导体场效晶体管）。只采用NMOS的开关具有典型的 400 MHz 之－3 dB频宽，与采用并联NMOS与PMOS场效晶体管（FET）的标准开关相较，几乎达到其频宽性能的两倍。这是由于将P通道MOSFET移除后，使得开关的尺寸较小以及寄生电容得以大幅降低所导致的结果。N信道MOSFET必须充当受电压控制的电阻器。此开关的运作方式如下：
Vgs > Vt → 开关 ON
Vgs < Vt → 开关 OFF
其中 Vgs 是 闸极对源极电压（gate-to-source voltage），而 Vt 则被定义为临界电压～ 超过此临界值的话，在源极与汲极终端之间会形成一个传导通道。
当信号频率提升至好几百MHz以上时，寄生电容将会变得更具有支配性。因此对于开关的设计工程师而言，想要让宽带应用装置的开关在off状态下具有高隔离度，在on状态下又具有低插入耗损的确是一项挑战。开关的通道电阻必须要限制在低于 大约6Ω左右，这样才能在源极与负载具有 50Ω匹配阻抗的线路上获得低于0.5dB的低频率插入耗损。
与众所熟悉的开关拓朴相违背，对付这种牵制（off-throw）效应─以及与其相关的寄生信号（stray signal）─的方法是增加一组接地的分流路径，这将使得开关的设计可以提升在高频率下off状态的隔离度。FET具有一组可以降低输入（RFx）与输出（RFC）间寄生电容的联动式手指（interlocking finger）布局，从而提升了在高频率上的隔离度，并且也增强了串音排除（crosstalk rejection）的功能。举例来说，当MN1为on状态以便对RF1形成传导路径，而MN2为off状态，MN4为on状态时，在RF2上的寄生效应将会被分流至地在线，如图１所示。
问：你提到了off状态隔离度以及插入耗损。可以解释一下它们是什么吗？
答：是的。用来诠释RF开关性能的两个最重要参数，就是在关闭状态（closed state）下的插入耗损以及在开启状态（open state）下的隔离度。
off状态的隔离度意指当开关处于off状态时，介于开关的输入与输出埠之间的衰减。串音则是用以量测信道与信道之间的隔离度。举例来说，ADG919 SPDT开关在1 GHz下能够提供大约 37 dB的隔离度，如图２所示。采用芯片尺寸封装（CSP）～适用于空间紧迫的无线应用装置，像是天线开关等～的相同组件，则可以再提高6 dB的隔离度（在 1 GHz下为43 dB）。
插入耗损意指当开关处于on状态时，介于开关的输入与输出埠之间的衰减。此开关通常都是在接收器的信号路径中所会遇到的第一个组件之一，因此必须要有较低的插入耗损以确保信号的耗损最小化。对于需要较低整体噪声图形的系统而言，较低的开关插入耗损也是相当重要的。
想要从ADG9xx开关家族中获得最佳的插入耗损性能，这些零件必须要在2.75 V的最大可容许供应电压下运作。其原因可以参考图３，其中所示为插入耗损与ADG919在三种不同供应电压值下的频率之相对关系图表。
问：插入耗损与标准模拟开关的导通电阻（On-resistance）规格如何产生关联性？
答：信号耗损必须通过处于on状态的开关电阻Ron所导入之衰减来加以决定，而该电阻乃是与在低频率运作下量测所得之源极加负载（source-plus-load）电阻串联在一起。图４所示为对于一颗N信道MOSFET组件，以导通电阻作为源极电压之函数的典型记录图。
问：什么样的技术会经常被使用在高频率开关的设计上？
答：传统上要开发良好的宽带 / RF开关，只有少数的方法可供运用。砷化镓（Gallium arsenide, GaAs）FETs、PIN二极管、以及电机继电器早已经投入于市场中，不过标准的CMOS技术是目前的强项。
PIN二极管是一种具有良好失真特性的高度线性组件，但是对于现今的高性能需求而言，它们也有着许多的缺点。切换时间较慢（以微秒（microsecond）计算，相较于CMOS开关的纳秒（nanosecond））、耗电量高，这使得它们不适合使用在许多靠电池运作的组件上；此外，使用PIN二极管作为线性开关时，会有实质上较低的频率限制─不同于CMOS开关，从RF到dc都能够有所响应。
GaAs在on状态时的电阻较低，off状态时的电容较低，高频率时具有较高的线性度，因而受到普遍的欢迎。然而，随着CMOS处理程序几何学的持续缩小，CMOS开关的性能已经提升至在高达4GHz时可以达到-3 dB频率的程度，因而得以和GaAs开关相匹敌。CMOS开关是被设计为用来将频宽最大化，而且同时还可以维持高线性度以及低功率耗损，在许多低功率的应用领域上，现在的CMOS开关提供了除GaAs开关之外的另一个实质选择。
问：那么CMOS宽带开关解决方案比起砷化镓开关究竟多了哪些主要的好处？
答：好比ADG9xx零件家族中的开关，都有将TTL（晶体管-晶体管逻辑电路）驱动器整合于其中，以便能够很容易的与其它CMOS组件接合，这是因为CMOS与低电压TTL（LVTTL）逻辑位准兼容。将驱动器整合于其中的这些组件，其小巧的尺寸对于许多空间紧迫的应用装置而言是一个良好的解决方案。
像这样的GaAs开关必须要将直流阻隔电容（dc-blocking capacitor）串接在RF端口上，使其芯片有效的相对浮动于dc地在线，这样才能以正向控制电压来控制开关。像是ADG9xx家族之类的宽带开关就没有这样的需要，因而对于频宽的降低、电容器在整体系统性能上的冲击、以及GaAs解决方案的额外空间与成本等方面的顾虑都因而去除。省去了阻隔电容，使得ADG9xx零件得以一直维持其低插入耗损（0.5 dB）直至降到dc为止。ADG9xx家族除了能提供较小且较有效率的设计解决方案之外，还具有较低的电量需求，在所有的电压与温度条件下，只消耗低于１ μA的电流。
问：与GaAs相较起来，静电放电（ESD）的性能如何？
答：ADG9xx零件家族已经通过 1-kV ESD 人体模型（human body model, HBM）之需求。ESD保护电路能够很轻易地被整合到这些CMOS开关当中，以便保护RF与数字接脚。这点使得这些开关相当适合于使用在任何对ESD敏感的应用装置上，同时也提供了除GaAs组件之外，具有最低可达200 V ESD额定值的另一个值得信赖的选择。
问：这些开关有哪些其它的重要规格？
答：视讯馈送（video feedthrough）（参见图５）乃是当在没有RF信号产生的状态下，控制电压由high- 切换至low-或是由low- 切换至high- 的时候，短暂出现于开关上RF埠的寄生dc。这点与典型模拟开关的电荷注入（charge injection）相类似。其量测的方法乃是以 1-ns（上升时间，rise-time）的脉冲以及500 MHz的频宽，在50Ω的测试设定下进行。
P1dB（1－dB 压缩点）是RF输入功率位准，在此位准上，开关的插入耗损会以1 dB 除以其低位准的值增加。这是开关的RF功率处理能力之量测方法。如图６所示，在1 GHz下使用VDD = 2.5V时，ADG918具有17 dBm的P1dB。
问：这是什么意思？
答：意思就是说，假如在1 GHz之下以一组低位准输入时的插入耗损为0.8 dB，那么使用一组 17 dBm的输入信号时，插入耗损就会是1.8 dB〔注意：dBm是指功率对1 mWM，或是在50Ω下的电压对224 mV之比率的dB（对数）量测值。17dBmc相当于50 mW、或是16 V rms、或是4.5 V p-p。〕。
问：在图６中，处在最低频率时的功率处理能力似乎会大幅的降低，这是为什么？
答：在一般的运作下，这些开关可以处理 7 dBm（5 mW）的输入信号。对于一个50奥姆的负载来说，此相当于一个 0.5 V rms的信号，或是对于正弦波而言1.4 V峰值对峰值（peak-to-peak）〔V p-p = V rms × 2 × √2〕
处在最低频率时的功率处理能力会下降有两个原因：
如图７所示，NMOS的原始结构中包含了位在P型基体（substrate）上的两个N型物质区域。寄生二极管会因此而在N与P区域之间形成。当一组施加偏压为0 V dc的ac信号传送到晶体管的源极，而V gs也大到足以启动晶体管时（V gs＞Vt），寄生二极管会对输入波形之负半周期（negative half-cycle）的某些部分呈现顺向偏压（forward-biased）之状态。假如输入正弦波以低于接近-0.6 V进行时，这个状况就会发生，而寄生二极管就会开始启动，因而造成输入信号被削减（压缩），如图８中所示。图形中所示为一组 100 MHz、10 dBm的输入信号以及相当于 100 MHz的输出信号。这里可以看到输出信号已经被削减了。
在低频率状态时，输入信号会有较长的时间是维持在低于 - 0.6 V位准之下，而这也会在 1-dB压缩点（P1dB）上产生较大的冲击。
这些零件在较低频率下为何只能处理较少功率的第二个原因，乃是当分流NMOS组件应该处于off状态时，却产生了局部启动的现象。这点与前面所提到的寄生二极管之局部启动的机制十分类似。在这个状况下，NMOS晶体管是处于off状态的，V gs＜V t。当分流组件的源极上出现一组ac信号时，在正弦波形的负半周期中会有一段时间是V gs＞V t的，因而造成了分流组件的局部启动。这将会因部分的电源被分流至地线中而压缩输入波形。
当开关是在低频率（＜30MHz）以及高功率─超过7 dBm（或是在50Ω下5 mW，1.4 V p-p）状态使用时，前述的两个机制都能够通过在RF输入信号中施加少许的dc偏压（大约是0.5 V）来加以克服。这将可以提升正弦波输入信号的最小位准并因而得以确保寄生二极管可以持续地呈反向偏压（reverse-biased）状态，以及分流晶体管可以在输入信号的整段期间内都维持在off状态，永远不会有V gs＞V t的状态。图９中再次展示了100 MHz的输入与输出信号以及10 dBm输入功率（在50奥姆下大约2 V p-p）的图形，但这里是采用0.5 V的dc偏压。可以很明显的看出在100 MHz下的削减或是压缩已经不复存在。
问：我要如何将dc 偏压施加在RF输入上？
答：要透过位于输入端的终端电阻将任何电流汲极（current drain）最小化，最好是将偏压施加在输出（RFC）端上。这是个最好的练习，特别是对于低功率的可携式应用装置，但是假如下游电路（downstream circuitry）无法处理dc偏压的话，就可能需要在RF输出上使用dc阻隔（dc-blocking）电容器。
问：这些开关能够以负供电（negative supply）运作吗？
答：它们可以使用处在地线（GND）接脚上的负信号（negative signal）来进行运作，直到其对于VDD至GND达到 －0.5 V ～ +4 V的绝对最大额定值（Absolute Maximum Rating）。注意到以这种方式操作这些零件时，内部的终端将会被放在新的GND电位上～对某些应用领域来说，这是个不希望出现的效应。
问：这些开关的失真性能如何？
答：当近似于间隔频率（spaced frequencies）的音频通过一组开关时，开关的非线性度将会造成错误音频的产生，进而造成非预期的其它频率输出。在信道间隔变得更紧密的通信系统中，有必要将此交互调变失真（IMD）最小化，以确保能够有最小的干扰。以设定的频率间隔（例如900 MHz以及901 MHz）将两组紧密间隔的同功率信号使用在受测组件（DUT）的输入上面时，将会产生出如图10中所示的输出频谱。通常是以dBc来加以表示的第３阶谐波，乃是第３阶谐波中的功率与基础功率间比率的对数。其（负）值越大，失真度越低。透过ADG918来传送这些音频，并使用具有4 dBm输入功率的组合器（combiner），将会产生出如图11所示的35 dBm之IP3〔注意：关于不同型态失真的绝佳讨论，可以在“Ask The Applications Engineer—13”中找到。〕。
IP3─三阶截断点。IMD已经被量测出来，接着就可以据此将IP3的值计算出来。对于这些组件来说，IP3是个很有价值的图形─以dBm表示。在数据表中所指定的IP3，乃是借着量测由于在这些错误音频中的功率对开关所造成的失真而得出来的。IP3的值越大，邻近通道的音频就越小，亦即开关具有良好的谐波性能。
问：ADG9xx家族有些什么样的设定可以使用？
答：ADG9xx家族包含了单刀单掷（single-pole, single-throw, SPST）、单刀双掷（single-pole, double-throw, SPDT）、以及双SPDT开关─以及4：1单刀多任务器（单刀四掷，SP4T）。为了要适应所有应用领域的需要，吸收式（absorptive）与反射式（reflective）两种版本的组件都有提供。
问：什么是吸收式开关（absorptive switch）？
答：ADG901（SPST）、ADG918（SPDT）、ADG936（双SPDT）、以及ADG904（SP4T）零件都被称做吸收式（匹配）开关，因为它们都具有内建的50Ω终端分流接脚。
问：什么是反射式开关（reflective switch）？
答：ADG902（SPST）、ADG919（SPDT）、ADG936R（双SPDT）、以及ADG904R（SP4T）零件都被称做反射式开关，因为它们具有0Ω的接地分流器。
问：我在什么地方会使用吸收式开关多于反射式开关？
答：吸收式开关的每个埠上都具有良好的阻抗匹配，或是电压驻波（standing-wave）比率（VSWR），不论其开关的模式为何。当为了维持良好的VSWR，而有需要在off通道上做适当的反向终端匹配（back-termination）时，就应该使用吸收式开关。因此吸收式开关很适合使用在需要将回返至RF源极的反射最小化的应用领域上。它同时也能确保最大的功率被转送到50Ω系统的负载上。
反射式开关适合使用在即使具有高离埠（off-port）VSWR也没关系，以及希望开关具有一些其它性能特点之应用领域上。反射式开关通常是使用于由系统中的其它部分来提供匹配的应用领域上。在多数的状况下，吸收式开关可以用来取代反射式开关，但是反之则不能成立。
问：我要如何判定这些开关的VSWR？
答：VSWR─电压驻波比率─顺向和反射电压之总和与顺向和反射电压之差额的比率～能够显示出在开关的RF埠上所出现的阻抗匹配之程度。在知道其大小之后，想要以回流耗损（return loss）─在单一埠上，相对于入射功率（incident power）的之反射功率总量─来表示阻抗匹配会较为容易。
只要通过测量入射与反射两种功率，就能够判定回流耗损，而由此即可利用既有的VSWR / 回流耗损转换表将VSWR计算出来。图13中所示为ADG918在on与off状态下的典型回流耗损曲线。注意到ADG918是一组吸收式开关，在off状态下具有良好的回流耗损性能，就如同on状态一样。而没有包含终端电阻器的ADG919版本，在off状态下就无法具有良好的回流耗损性能。
问：你已经解释过这些零件要如何运作，告诉我它们会用在何处以及如何使用？
答：由于它们在高达1 GHZ下具有低插入耗损以及广大的－3 dB频宽（高达4GHz），因此这个家族中的开关都很适合使用在许多的车用娱乐系统上。
它们早就已经存在于调谐器模块与机上盒中，用以在有线电视输入以及地面（off-air）天线输入之间进行切换。另外一个很适合使用这些零件的场合是车用收音机的天线开关。由于其通常都是50Ω阻抗的系统，因此由这些开关的吸收式版本～ADG901、ADG918、以及ADG904等～所提供的50Ω内部终端，可以确保具有最佳的阻抗匹配以及最小的反射功率。
通过多种既有的拓朴，要将这些零件设计到多样天线切换（antenna － diversity - switch）应用装置中变得相当容易，而这将让使用者得以在数种天线之间进行切换，而只使用多波段收音机中的单一调谐器。
这些零件也很适合使用于无线计量系统中，可以在传送与接收的信号之间提供所需要的隔离度。（图14）
于高速滤波器的选择以及数据的路由来说，这些零件也相当的适用：ADG904可以当成4：1的解多任务器（demultiplexer）来使用，以便在不同的滤波器之间交换高频率的信号～同时也可以将信号多路传输至输出端。对于差动滤波器的选择以及数据的路由而言，使用ADG936双SPDT（单刀双掷）开关是个理想的解决方案。对于点对点无线系统之数据卡的数据交换～像是使用于军事与航空电子（avionic）应用领域方面的微波无线电（microwave radio）连结， ADG9xx家族零件所提供的高频率性能正符合其需要。
它们也很适合家庭网络的应用领域─能够对许多不同功能进行无线远程控制的系统，像是卷帘的开启与关闭、灯光的控制（开、关或是微弱），可以通过无线连结的方式来传送信息。在高频下的绝佳隔离度性能以及低功率耗损，使得系统的电流预算得以维持─也因而构成了一个理想的应用装置。
由于它们具有高达4 GHz的高频率范围，这个零件家族也很适合使用在蓝芽技术上─可以在2.5 GHz ISM频率波段上进行无线通讯。
宽带开关可以使用在具有800-、900-、1900-、2100-MHz 频率─针对单元式分码多重撷取（CDMA）以及全球行动（GSM）的应用领域方面─的功率放大器（PAs）之设计上。这些开关被使用在环绕于主要放大器上的前馈校正回路（feed forward correction loop）中，使得主动与被动的反馈与前馈路径能够被转换出去，进而可以测试放大器的失真位准。这些开关也能够在系统中做增益与相位校正。在900MHz下，ADG9xx家族所具有的高隔离度、低插入耗损、以及低失真度，使其相当适用于在这个频率范围中的PA设计。
ADG918可以用来对GSM应用领域中的跳频（frequency-hopping）进行PLL切换动作。
问：什么是PLL切换，以及为何要使用ADG918？
答：在两组锁相回路（PLL）间切换～通常会称为乒乓球技术～可以让设计工程师获得更快速的稳定时间（settling time）。ADG918的低功率耗损以及简单的单接脚控制特性，使其成为相当易于整合的解决方案。
在两组振荡器之间切换时，可以通过串接的方式来达到所需要的隔离度性能～也就是说以串接的方式将若干的开关连结起来。想要对系统提供高隔离度的规格，这是一个很简单的方法，其可以避免在较高频率时产生任何干扰。串接5组ADG918，可以在1 GHz下以3dB的插入耗损提供130 dB的隔离度。在这个应用上，这种程度的插入耗损增加并不是很重要，因为主要的考虑点是在相对于彼此之间的信号位准上。
在这个应用上，ADG918有一个优良的特点，就是它会以如同整合式的低通滤波器来运作，将两组PLLs所产生的无用谐波消去。这是通过在高频率下自然增加的插入耗损来达成的，可以轻易的避免无用的谐波散播到这些开关中，如图15以及图16中所示。
问：那么…请做个总结？
答：总而言之，对于所有在ISM波段中，以电池运作而且又有空间紧迫限制，需要高隔离度以及低插入耗损之组件的应用领域而言，CMOS宽带开关─特别是ADG9xx 家族中的成员─是绝佳的选择。评估套件可以从ADI取得，这组套件将可以让这些零件的套用设计更快速而且无困难─这是每个设计工程师的梦想！
备注
1http://www.analog.com/library/analogDialogue/Anniversary/13.html
2http://ewhdbks.mugu.navy.mil/VSWR.htm
