1.引言
低压降稳压器在可携式电子系统中的应用十分广泛，例如手机、笔记本电脑和PDA等。在这些移动设备中，由于需要降低其功耗和提高可靠性，因此LDO设计极具挑战性。
随着由LDO输出供电的数字电路从一个作业模式切换到另一个作业模式，LDO的负载需求会快速地变化。负载的这种快速变化会使到LDO的输出电压出现短暂的脉冲干扰。然而，大部分的数字电路都会对突然增大的电压变化产生不良反应。因此，改善LDO的负载瞬时性能就变得十分重要。
传统的LDO架构包括有一个误差放大器和一个通路装置(如图1所示)。采用这种架构可以界定负载变化对LDO操作的影响。
LDO的负载电流变化会改变LDO的输出电压位准，直至误差放大器能够根据负载电流的变化幅度而驱动通路晶体管，并作出补偿为止。然而，在输出电流变化与误差放大器作出反应之间往往会有一定的延迟，在这个延迟时间内，在LDO输出上会出现电压尖峰。透过减少延迟时间，便可将输出电压的误差减至最小。引起延迟的因素有许多，其中的一个主要原因是需要对通路设备(pass device)的寄生电容(parasitic capacitance)进行充电。便携设备中经常采用的LDO，其最大输出电流一般都不会超过几百毫安(mA)，这个要求增加了通路设备的面积，从而导致通路设备的寄生电容Cp1和Cp2也增加，甚至超过100pF。因此，如前文所述，当前最重要的设计任务是要延长电池的续航能力。
因此，LDO的细小静态电流就成为了关键参数之一，但同时它也限制了寄生电容的充电时间。
最常用来降低寄生电容充电时间的办法是将AB类放大器用作误差放大器。一般情况下，AB类放大器的电路都比较复杂，当中设有两个增益级，而LDO稳压器的功率晶体管则成为了第三个增益级。为了提高三级放大器的稳定性，可以采用不同的补偿方法来减少带宽和加快误差放大器的响应时间。
2.更佳负载瞬时性能的LDO架构
目前已有许多不同的解决方案针对设计LDO电路。本文所描述的基本电路概念是针对如何透过误差放大器来改良负载瞬时性能和降低静态电流。文献[1]提出的LDO实例，当中的误差放大器具有AB类输出级。
如前文中所述，通路组件具有较大的寄生电容，它会使一个有细小静态电流的误差放大器在输出时产生一个低频极点。图2中的架构需要进行一个非常复杂的修正，目的是要减小误差放大器的带宽来获得更高的稳定性。
为了避免采用过于复杂的架构，可采用缓冲器将误差放大器在输出时的高输出电阻与通路装置的高负载电容隔离。文献[2]中具体讨论了这种方法，且如图3所示，但这种方法也无法解决稳定性的问题。对于细小静态电流的LDO，其偏置电流Ib也会很小。图3中射极随耦器(emitter follower)的电极与误差放大器AI的电极互相靠近。此外，这种方法将一个射极随耦器用作一个缓冲器。这样，便可快速地关闭通路装置MP，但另一方面，电路的接通时间也由于小电流Ib而受到限制。
这种架构的另一个缺点是由于主放大器和缓冲器串行在电路中，所以延迟时间会由电路中较慢的零件来决定。
在文献[3]的架构中，LDO采用了两个放大器，分别是误差放大器A1和电路回馈放大器A2(如图4所示)，电路回馈放大器具有次级回馈回路，可加速LDO的响应。但是该放大器的输入电阻很小，这使得误差放大器A1的增益下降，并对LDO的主要参数带来不利影响。
电流回馈放大器具有AB类输出级，但此类放大器的负载能力是由输入电流来决定。然而，带有低静态电流的LDO一般要求较大的Rf1、Rf2和RC电阻值，这无疑限制了放大器A2的输入电流。这代表最大输出电流不会超过几微安，且不足以对功率晶体管的寄生电容进行快速充电。
3 推荐的方法和架构
前文中分析了不同的LDO负载瞬时改进方案。但从前文可以看出，采用两个运算放大器来驱动通路装置似乎是最好的一个方法，但是之前所考虑的方案尚有部份缺点。接下来将会讨论可以消除或减弱这些缺点的架构。
在改良的架构中，具有高增益和低带宽的运算互导放大器(OTA)会用作主要的误差放大器。这个放大器决定了LDO的性能参数。至于第二个放大器也同属OTA但拥有相对较小的增益和比较大的带宽，它的工作是监测LDO的输出。两个放大器的输出并列在一起，其架构如图5所示。
主误差放大器A1为一款标准的两级放大器，它是用来确保LDO的性能。由于A1并不是用来快速驱动功率晶体管MP，因此，它可具有A类输出级。回馈电压Rf1和 Rf2则决定LDO输出电压的大小。
第二个放大器具有宽带宽和AB类输出级，可对功率晶体管的寄生电容快速充电。放大器A1的输出连接到放大器A2的输出和功率晶体管MP的栅极。
LDO输出连接到A2的非倒相输入和低通滤波器RC，而低通滤波器的输出则连接到放大器A2的输入。这种连接方式在稳态情况下会在A2的输入间产生零电压，使LDO的参数不受放大器A2的影响。在LDO的输出负载快速变化时，如果低通滤波器的时间常数大于负载变化的瞬时时间，那么A2的倒相输入将不会发生变化。A2的非倒相输入跟随着LDO的输出电压，并且开始对变化作出补偿。之后，放大器A1的反应开始明显减慢，这是因为其带宽较小。经过一段时间至超过低通滤波器的时间常数后，A2再次进入稳态，且不会对LDO的参数造成影响。图6所示为运算互导放大器A2的架构。图中只有一个增益级和两个AB类输出级。带宽由偏置电流Ib确定。
图7所示为推荐LDO架构的AC分析。图7(a)所示为推荐LDO的架构简化图，之后图7(a)再转化为转移函数更简单的等效框图。这样就可以建立LDO作业的幅度响应，如图7(c)所示。在低频情况下，LDO的作业主要由主放大器A1决定。但在较高的频率下，由于出现了负载瞬时，因此LDO的作业便改由快速放大器A2来决定。由于RC滤波器允许并列放大器A1和A2独立作业，因此，他们不会在同一时间工作。
图8所示为推荐LDO架构的负载瞬时仿真结果。左图所示为放大器并列时LDO的输出电压，而右图所示为单一放大器作业时的LDO输出电压。在并列放大器作业中，输出电压的变化会比用单一放大器的小两倍。
4 试验结果
推荐的LDO稳压器电路采用0.5μm的 CMOS制程，其所占面积为0.28mm2。
表1列出了测量结果。当中的最大电流消耗为20μA，假如经过进一步的优化，电流消耗便可更低，但是芯片的面积却会增大，从而使负载变化的反应愈慢，并对LDO稳压器的其他主要参数带来负面影响。
图9所示为测量所得的负载瞬时。当中的负载在1μs内从最大值变化到1mA和从1mA变化到最大值， 这时LDO稳压器所产生出的输出电压尖峰等于60mV 。假如负载变化的速率较慢(10μs)，LDO稳压器输出的电压变幅便可明显减少到仅有18mV。
在10 kHz 频率和LDO输出负载等于20mA 的情况下，测量所得的电源供应抑制率(PSRR)为-75dB，而在10Hz～100 kHz频率范围内所测得的等效输出噪音则等于10 μVRMS.
5 结论
试验结果显示推荐的LDO稳压器由于具有较优的负载瞬时性能，因此在低电流损耗的LDO稳压器中具有无可比拟的优势。
最常见的LDO稳定性问题现在可以透过在电流设计中采用两个并列误差放大器来获得解决。推荐的LDO架构具有以下优点：
● LDO的直流和低频参数只简单地由两个增益级来决定，而A类放大器一般都较稳定和易于设计。
● 稳健耐用和拥有一个快速增益级的AB类放大器能够处理瞬间的负载变化，并且不会有任何的稳定性问题。
● 将两个放大器并列在一起可避免稳定性问题。
● 对于低静态电流LDO稳压器，放大器之间的电源电流能够以最优的比例来分配。
低压降稳压器在可携式电子系统中的应用十分广泛，例如手机、笔记本电脑和PDA等。在这些移动设备中，由于需要降低其功耗和提高可靠性，因此LDO设计极具挑战性。
随着由LDO输出供电的数字电路从一个作业模式切换到另一个作业模式，LDO的负载需求会快速地变化。负载的这种快速变化会使到LDO的输出电压出现短暂的脉冲干扰。然而，大部分的数字电路都会对突然增大的电压变化产生不良反应。因此，改善LDO的负载瞬时性能就变得十分重要。
传统的LDO架构包括有一个误差放大器和一个通路装置(如图1所示)。采用这种架构可以界定负载变化对LDO操作的影响。
LDO的负载电流变化会改变LDO的输出电压位准，直至误差放大器能够根据负载电流的变化幅度而驱动通路晶体管，并作出补偿为止。然而，在输出电流变化与误差放大器作出反应之间往往会有一定的延迟，在这个延迟时间内，在LDO输出上会出现电压尖峰。透过减少延迟时间，便可将输出电压的误差减至最小。引起延迟的因素有许多，其中的一个主要原因是需要对通路设备(pass device)的寄生电容(parasitic capacitance)进行充电。便携设备中经常采用的LDO，其最大输出电流一般都不会超过几百毫安(mA)，这个要求增加了通路设备的面积，从而导致通路设备的寄生电容Cp1和Cp2也增加，甚至超过100pF。因此，如前文所述，当前最重要的设计任务是要延长电池的续航能力。
因此，LDO的细小静态电流就成为了关键参数之一，但同时它也限制了寄生电容的充电时间。
最常用来降低寄生电容充电时间的办法是将AB类放大器用作误差放大器。一般情况下，AB类放大器的电路都比较复杂，当中设有两个增益级，而LDO稳压器的功率晶体管则成为了第三个增益级。为了提高三级放大器的稳定性，可以采用不同的补偿方法来减少带宽和加快误差放大器的响应时间。
2.更佳负载瞬时性能的LDO架构
目前已有许多不同的解决方案针对设计LDO电路。本文所描述的基本电路概念是针对如何透过误差放大器来改良负载瞬时性能和降低静态电流。文献[1]提出的LDO实例，当中的误差放大器具有AB类输出级。
如前文中所述，通路组件具有较大的寄生电容，它会使一个有细小静态电流的误差放大器在输出时产生一个低频极点。图2中的架构需要进行一个非常复杂的修正，目的是要减小误差放大器的带宽来获得更高的稳定性。
为了避免采用过于复杂的架构，可采用缓冲器将误差放大器在输出时的高输出电阻与通路装置的高负载电容隔离。文献[2]中具体讨论了这种方法，且如图3所示，但这种方法也无法解决稳定性的问题。对于细小静态电流的LDO，其偏置电流Ib也会很小。图3中射极随耦器(emitter follower)的电极与误差放大器AI的电极互相靠近。此外，这种方法将一个射极随耦器用作一个缓冲器。这样，便可快速地关闭通路装置MP，但另一方面，电路的接通时间也由于小电流Ib而受到限制。
这种架构的另一个缺点是由于主放大器和缓冲器串行在电路中，所以延迟时间会由电路中较慢的零件来决定。
在文献[3]的架构中，LDO采用了两个放大器，分别是误差放大器A1和电路回馈放大器A2(如图4所示)，电路回馈放大器具有次级回馈回路，可加速LDO的响应。但是该放大器的输入电阻很小，这使得误差放大器A1的增益下降，并对LDO的主要参数带来不利影响。
电流回馈放大器具有AB类输出级，但此类放大器的负载能力是由输入电流来决定。然而，带有低静态电流的LDO一般要求较大的Rf1、Rf2和RC电阻值，这无疑限制了放大器A2的输入电流。这代表最大输出电流不会超过几微安，且不足以对功率晶体管的寄生电容进行快速充电。
3 推荐的方法和架构
前文中分析了不同的LDO负载瞬时改进方案。但从前文可以看出，采用两个运算放大器来驱动通路装置似乎是最好的一个方法，但是之前所考虑的方案尚有部份缺点。接下来将会讨论可以消除或减弱这些缺点的架构。
在改良的架构中，具有高增益和低带宽的运算互导放大器(OTA)会用作主要的误差放大器。这个放大器决定了LDO的性能参数。至于第二个放大器也同属OTA但拥有相对较小的增益和比较大的带宽，它的工作是监测LDO的输出。两个放大器的输出并列在一起，其架构如图5所示。
主误差放大器A1为一款标准的两级放大器，它是用来确保LDO的性能。由于A1并不是用来快速驱动功率晶体管MP，因此，它可具有A类输出级。回馈电压Rf1和 Rf2则决定LDO输出电压的大小。
第二个放大器具有宽带宽和AB类输出级，可对功率晶体管的寄生电容快速充电。放大器A1的输出连接到放大器A2的输出和功率晶体管MP的栅极。
LDO输出连接到A2的非倒相输入和低通滤波器RC，而低通滤波器的输出则连接到放大器A2的输入。这种连接方式在稳态情况下会在A2的输入间产生零电压，使LDO的参数不受放大器A2的影响。在LDO的输出负载快速变化时，如果低通滤波器的时间常数大于负载变化的瞬时时间，那么A2的倒相输入将不会发生变化。A2的非倒相输入跟随着LDO的输出电压，并且开始对变化作出补偿。之后，放大器A1的反应开始明显减慢，这是因为其带宽较小。经过一段时间至超过低通滤波器的时间常数后，A2再次进入稳态，且不会对LDO的参数造成影响。图6所示为运算互导放大器A2的架构。图中只有一个增益级和两个AB类输出级。带宽由偏置电流Ib确定。
图7所示为推荐LDO架构的AC分析。图7(a)所示为推荐LDO的架构简化图，之后图7(a)再转化为转移函数更简单的等效框图。这样就可以建立LDO作业的幅度响应，如图7(c)所示。在低频情况下，LDO的作业主要由主放大器A1决定。但在较高的频率下，由于出现了负载瞬时，因此LDO的作业便改由快速放大器A2来决定。由于RC滤波器允许并列放大器A1和A2独立作业，因此，他们不会在同一时间工作。
图8所示为推荐LDO架构的负载瞬时仿真结果。左图所示为放大器并列时LDO的输出电压，而右图所示为单一放大器作业时的LDO输出电压。在并列放大器作业中，输出电压的变化会比用单一放大器的小两倍。
4 试验结果
推荐的LDO稳压器电路采用0.5μm的 CMOS制程，其所占面积为0.28mm2。
表1列出了测量结果。当中的最大电流消耗为20μA，假如经过进一步的优化，电流消耗便可更低，但是芯片的面积却会增大，从而使负载变化的反应愈慢，并对LDO稳压器的其他主要参数带来负面影响。
图9所示为测量所得的负载瞬时。当中的负载在1μs内从最大值变化到1mA和从1mA变化到最大值， 这时LDO稳压器所产生出的输出电压尖峰等于60mV 。假如负载变化的速率较慢(10μs)，LDO稳压器输出的电压变幅便可明显减少到仅有18mV。
在10 kHz 频率和LDO输出负载等于20mA 的情况下，测量所得的电源供应抑制率(PSRR)为-75dB，而在10Hz～100 kHz频率范围内所测得的等效输出噪音则等于10 μVRMS.
5 结论
试验结果显示推荐的LDO稳压器由于具有较优的负载瞬时性能，因此在低电流损耗的LDO稳压器中具有无可比拟的优势。
最常见的LDO稳定性问题现在可以透过在电流设计中采用两个并列误差放大器来获得解决。推荐的LDO架构具有以下优点：
● LDO的直流和低频参数只简单地由两个增益级来决定，而A类放大器一般都较稳定和易于设计。
● 稳健耐用和拥有一个快速增益级的AB类放大器能够处理瞬间的负载变化，并且不会有任何的稳定性问题。
● 将两个放大器并列在一起可避免稳定性问题。
● 对于低静态电流LDO稳压器，放大器之间的电源电流能够以最优的比例来分配。
