所有UWB通信技术都以Shannon的信道容量理论为基准：C = W × log2(1 + SNR)，其中W为信号频宽，SNR则是接收信噪比。根据美国联邦通信委员会(FCC)在Report & Order原始报告中的定义，UWB装置为一种“有限信噪比”(SNR-limited)装置，亦即目标距离的噪讯比通常小于15 dB，这表示要透过增加噪讯比来提高数据速率更加困难。
Shannon的信道容量理论明白指出，使用非常大例如500 MHz以上的频宽，即可达成非常高的数据速率。然而增加频宽必然有其代价，例如射频和模拟电路的设计会更困难，设计整个系统以降低功耗将更有挑战性，与其它服务共存也更不容易。由于UWB装置占用极大频宽，因此必然会占用已配给其它装置的频率，UWB系统设计人员必须特别注意与其它服务的共存，包括产生至其它装置的辐射能量以及抵抗其它装置干扰的能力。
事实上，UWB装置与其它产品共存的能力大致决定这项技术的成功与否。不须增加复杂性，就能与其它产品共存的装置终将在市场上获胜，反之无法共存或须增加复杂性才能共存的装置则可能为市场淘汰。在本文中，我们将讨论多频带正交分频调变(multi-band OFDM)系统以及直接序列(Direct-Sequence)UWB系统的全球电信法规兼容性和共存能力。
频谱弹性
UWB系统设计的主要挑战为，目前仅有美国完成UWB频谱的配置及规范；欧洲、日本和韩国等世界其它地区正在探索为UWB产品配置频谱的可能性，然而相关规范迄今仍未定案。由于这些地区最终采用的频谱配置方式和发射值限制可能与美国不同，因此系统设计必须提供足够的频谱弹性，使一套解决方案(芯片与参考设计)只要经过适当的软件修改，便能在世界各地销售。
范例：日本的电波天文频带
我们以日本的电波天文频带为例来说明频谱弹性的必要性。日本政府对于电波天文频带的保护向来不遗余力，他们建议将UWB装置在这些频带的发射功率限制在-64.3 dBm/MHz之内，相当于减少23 dB的发射能量。表1是电波天文频带与UWB频谱在3.1GHz~10.6 GHz频率范围内重迭的部份。
当然，有能力动态修整频谱的UWB装置可将发射频谱的某些部份设为凹陷区(notch)以保护电波天文频带。藉由引入凹陷区，UWB支持者便能化解电波天文学家对于UWB装置可能带来干扰的疑虑，进而促使日本加速采用和配置UWB频谱。
要注意的是，UWB装置实际上是以牺牲频宽来保护电波天文频带。但由于这会影响效能，所以必须把频带损失减至最少。在理想情形下，凹陷区的频宽应该非常窄，使其只涵盖特定的电波天文频带。凹陷区的深度至少应为23 dB。
总而言之，为确保与其它装置共存，理想的UWB装置应能修整其频谱，同时仍满足下列重要条件：
1. 减少(USB装置)在受害频带的功率频谱密度，例如在电波天文频带的减少幅度应为23 dB，相当于-64.3 dBm/MHz的发射强度。
2. 把为了保护电波天文频带而损失的可用频宽(也就是效能)减至最少。
3. 发射机的复杂性／硬件增加最少，接收端不需增加硬件。
多频带OFDM的频谱修整
多频带OFDM系统会以时间交错方式使用3个频宽为528 MHz的相连频带，使得信息在任何时刻都是经由一个宽度为528 MHz的频带传送。在单一频带里，信息则是透过多个音调(tone)传送，两个相邻音调的间距则是4.125 MHz；这表示一个频宽7 MHz的电波天文频带最多只会与多频带OFDM系统的3个频带重迭。多频带OFDM系统的优势在于其信号是在频域产生，因此无论就数学分析或实际运算而言，传送信号频谱的修整都变得更加容易。多频带OFDM系统的各种频谱修整方法将于后面说明。
除了4.125 MHz分辨率之外，多频带OFDM系统还能开启或关闭个别频带；这项能力可用来提供528 MHz的分辨率。换言之，它可以细微地修整频谱，也能粗略地修整频谱。我们将在后面的讨论里说明如何利用频带内各音调提供的细致分辨率来产生凹陷区。另一方面，由于如何使用频带提供的粗略分辨率其实已相当明显，因此本文将不会探讨这项技术。
音调零化(Tone Nulling)
在频域建立凹陷区的最常用技术是将重迭于电波天文频带的音调归零。此技术优点在于发射机复杂性不会增加，接收机也不需要事先获得凹陷区的相关信息。在接收机端，未携带信息的音调看起来会像是信号在信道内衰减过度；由于接收机无法分辨这两种现象，所以不必为了补偿未携带信息的音调而事先将凹陷区信息传送给接收机。
所传送的OFDM信号是由反向离散傅利叶转换(IDFT)产生，由于它是用矩形窗来处理数据，因此每个音调的频谱都比预期宽，频谱形状也变成sinc函数。虽然sinc函数值在每个音调的位置皆为零点，但只将几个音调值设为零便会得到较浅的凹陷区。例如要让电波天文频带的凹陷区深度为23 dB，就必须让29个音调值等于零，这相当于损失120 MHz的频宽，约占3频带系统总频谱的8%。
插入假音调
在受害频带(victim band)的两端加上数据专用假音调(data-specific dummy tone)即可产生较深的凹陷区。频谱泄漏(spectral leakage)是导致凹陷区变宽的根本原因，它与非零音调(non-zero tone)所传送的数据有关；所以只要将非零音调的影响列入考虑，便能引入假音调以将频谱泄漏减至最少，进而增加凹陷区的深度。举例来说，只要使用5个音调就能在3260~3267 MHz频带内产生深度23 dB的凹陷区，这5个音调是：三个与目标频带重迭的零音调，再加上受害频带两端各一个数据专用假音调；加入这些假音调是为了将泄漏至电波天文频带的频谱抵消。
这种技术的优点在于它只要牺牲5个音调，就能在3260MHz~3267 MHz频带内插入23 dB凹陷区，这相当于损失20 MHz的频谱，还不到三频带系统总频谱的1.3%。要注意的是，这5个音调还能产生更深的凹陷区，图2就是它们在3260MHz~3267 MHz电波天文频带内所能产生的凹陷区范例。
针对传送时需要建立凹陷区的每个OFDM符码，这种技术只需计算两个值，再将它们加载假音调即可。由于仅频带1传送的OFDM符码须产生凹陷区，故OFDM传送符码平均只有1/3需要执行这项计算，相当于每0.9375微秒计算一次。将finite-tap频域滤波器用于数据和前导音即可算出这两个假音调，由于数据和前导音的音调都来自QPSK信号群，滤波器只需执行加法和减法运算；例如16-tap频域滤波器即可用来计算两个假音调的数据相关信息。就运算复杂性而言，这个滤波器每秒需执行1.3亿次加法运算。
直接序列UWB的频谱修整
直接序列UWB系统会在时域产生所欲传送的波形。根据文献指出，片码序列(chip sequence)可由涵盖3.1GHz~5.15 GHz频谱的模拟脉冲整形器(analog pulse shaper)来修整其形状。注意模拟脉冲整形器是固定模块，并会妨碍动态频谱修整。我们当然也可利用外部的被动滤波器来帮忙修整频谱形状，但这些滤波器会增加成本和参考设计电路数目，因为电信法规不同的每个地区都需要一份。除此之外，被动滤波器会使得传送信号的动态频谱修整无法进行。
另一种方法是在比较容易执行频谱修整的数字域(digital domain)产生直接序列UWB信号。只要在数字模拟转换器的前面加入一个数字陷波滤波器(digital notch filter)，就能在直接序列UWB信号中插入凹陷区。由于直接序列UWB信号涵盖2 GHz频带，这个数字模拟转换器必须以片码速率的2倍执行，也就是2.732 GHz；除此之外，它还需要混波器将基频信号升频转换至射频。数字滤波器的tap数目会决定凹陷区的宽度和深度以及可用频带的涟波幅度。例如要用2.732 GHz取样速率来产生宽度20 MHz的凹陷区，数字滤波器就需要数百个tap；另外，这个滤波器的系数也会呈现复数，因为凹陷区的位置并不对称于中心频率。
图3是直接序列UWB系统在3260MHz~3267 MHz频带内产生频谱凹陷区的范例，它需要100-tap数字滤波器来满足电波天文频带的-64 dBm/MHz发射屏蔽要求。在此例中，滤波器长度被限制为100个tap。注意这个凹陷区的宽度约为60 MHz，是多频带OFDM系统的三倍。
直接序列UWB系统采用BPSK信号群，片码速率为1368 MHz，因此在2.732 GHz频率下操作的N-tap滤波器每输出一个取样值，就需要执行2 × (N/2 - 1) 次复数加法，相当于每次取样都要执行2 × (N - 2) 次实数加法；这表示频谱修整所使用的100-tap滤波器每秒必须执行5354.7亿次加法运算。换言之，这个滤波器的运算复杂性比多频带OFDM系统的滤波器高出3个数量级。
共存
为UWB配置7,500 MHz频谱的主要缺点之一是它会跨越已有其它用途的多个频带，其中包括U-NII频带以及WiMax占用的频率。设计人员必须注意UWB装置如何处理来自同频谱其它服务的干扰，同时控制它可能传送至这些服务的干扰。除此之外，来自频带外装置的混附信号(spur)也是所有UWB设计人员必须处理的问题，因此UWB系统必须强健到足以抵抗窄频干扰，还能与现有和未来的服务共存。
利用多频带OFDM减少窄频干扰
多频带OFDM系统将发射频谱分成多个频带，每个频带再分成多个音调。多频带OFDM系统的载波间距为4.125 MHz，所以窄频干扰最多通常只会影响几个音调。窄频干扰强度和干扰源位置会决定受影响的音调数目；因此若窄频干扰很强大，整个频带就可能受到影响。另一方面，若低噪声放大器的压缩点被设为适当值，其它两个频带就不会受影响。
利用快速傅利叶转换(FFT)在频域处理接收信号可让窄频干扰的侦测变得简单；一旦侦测出受影响的音调，就表示所含的信息并不可靠，此时即可轻易将其删除。FEC(Forward Error Correction)编码可以重建数据，只要这些音调未被删除的部份大于编码速率。多频带OFDM系统的另一项优点是窄频干扰的侦测和删除只会增加很少的复杂性。
举例来说，若在110 Mbps传输数据速率下删除整个频带，等效编码率大约会从1/3增加至2/3，此时虽然需要较高的信噪比，但仍有可能完整重建传送数据。另外，由于多频带OFDM系统采用展时技术 (time-spreading)，同样编码信息会由两个连续的OFDM符码传送。此时若采用#1和#2时频编码(time-frequency code)，那么就算一个频带被删除，接收机至少还能从另一个频带取得每一个OFDM符码。
利用直接序列UWB减少窄频干扰
直接序列UWB系统使用较大的频带传输数据，因此窄频干扰会影响所有的接收样本值。由于信号处理在时域进行，窄频干扰侦测的运算量会大幅增加。除此之外，窄频噪声的抑制需要在数字域实作陷波滤波器，但因为不知道窄频干扰的中心频率，陷波滤波器的系数便必须以动态计算(可能采用适应性技术)，这会增加窄频干扰抑制的复杂性。
接收机使用陷波滤波器的缺点在于运算复杂性极大，N-tap复数滤波器每处理一个样本值就需要4N次乘法和额外的运算；例如在1,368 MHz片码速率下工作的10-tap固定滤波器每秒必须执行547亿次乘加运算。注意10-tap陷波滤波器会产生宽而浅的凹陷区，这表示接收信号频宽和整体效能会有极大损失；除此之外，这还不包括陷波滤波器系数计算过程的复杂性。
结语
这篇文章比较了高速UWB通信解决方案候选技术的频谱弹性和窄频抑制能力，结果证明多频带OFDM解决方案在频谱方面享有明显优势，因此更适合应付世界各地不同的电信法规要求；此外，多频带OFDM系统对于窄频干扰的抑制也胜过直接序列UWB系统。
Shannon的信道容量理论明白指出，使用非常大例如500 MHz以上的频宽，即可达成非常高的数据速率。然而增加频宽必然有其代价，例如射频和模拟电路的设计会更困难，设计整个系统以降低功耗将更有挑战性，与其它服务共存也更不容易。由于UWB装置占用极大频宽，因此必然会占用已配给其它装置的频率，UWB系统设计人员必须特别注意与其它服务的共存，包括产生至其它装置的辐射能量以及抵抗其它装置干扰的能力。
事实上，UWB装置与其它产品共存的能力大致决定这项技术的成功与否。不须增加复杂性，就能与其它产品共存的装置终将在市场上获胜，反之无法共存或须增加复杂性才能共存的装置则可能为市场淘汰。在本文中，我们将讨论多频带正交分频调变(multi-band OFDM)系统以及直接序列(Direct-Sequence)UWB系统的全球电信法规兼容性和共存能力。
频谱弹性
UWB系统设计的主要挑战为，目前仅有美国完成UWB频谱的配置及规范；欧洲、日本和韩国等世界其它地区正在探索为UWB产品配置频谱的可能性，然而相关规范迄今仍未定案。由于这些地区最终采用的频谱配置方式和发射值限制可能与美国不同，因此系统设计必须提供足够的频谱弹性，使一套解决方案(芯片与参考设计)只要经过适当的软件修改，便能在世界各地销售。
范例：日本的电波天文频带
我们以日本的电波天文频带为例来说明频谱弹性的必要性。日本政府对于电波天文频带的保护向来不遗余力，他们建议将UWB装置在这些频带的发射功率限制在-64.3 dBm/MHz之内，相当于减少23 dB的发射能量。表1是电波天文频带与UWB频谱在3.1GHz~10.6 GHz频率范围内重迭的部份。
当然，有能力动态修整频谱的UWB装置可将发射频谱的某些部份设为凹陷区(notch)以保护电波天文频带。藉由引入凹陷区，UWB支持者便能化解电波天文学家对于UWB装置可能带来干扰的疑虑，进而促使日本加速采用和配置UWB频谱。
要注意的是，UWB装置实际上是以牺牲频宽来保护电波天文频带。但由于这会影响效能，所以必须把频带损失减至最少。在理想情形下，凹陷区的频宽应该非常窄，使其只涵盖特定的电波天文频带。凹陷区的深度至少应为23 dB。
总而言之，为确保与其它装置共存，理想的UWB装置应能修整其频谱，同时仍满足下列重要条件：
1. 减少(USB装置)在受害频带的功率频谱密度，例如在电波天文频带的减少幅度应为23 dB，相当于-64.3 dBm/MHz的发射强度。
2. 把为了保护电波天文频带而损失的可用频宽(也就是效能)减至最少。
3. 发射机的复杂性／硬件增加最少，接收端不需增加硬件。
多频带OFDM的频谱修整
多频带OFDM系统会以时间交错方式使用3个频宽为528 MHz的相连频带，使得信息在任何时刻都是经由一个宽度为528 MHz的频带传送。在单一频带里，信息则是透过多个音调(tone)传送，两个相邻音调的间距则是4.125 MHz；这表示一个频宽7 MHz的电波天文频带最多只会与多频带OFDM系统的3个频带重迭。多频带OFDM系统的优势在于其信号是在频域产生，因此无论就数学分析或实际运算而言，传送信号频谱的修整都变得更加容易。多频带OFDM系统的各种频谱修整方法将于后面说明。
除了4.125 MHz分辨率之外，多频带OFDM系统还能开启或关闭个别频带；这项能力可用来提供528 MHz的分辨率。换言之，它可以细微地修整频谱，也能粗略地修整频谱。我们将在后面的讨论里说明如何利用频带内各音调提供的细致分辨率来产生凹陷区。另一方面，由于如何使用频带提供的粗略分辨率其实已相当明显，因此本文将不会探讨这项技术。
音调零化(Tone Nulling)
在频域建立凹陷区的最常用技术是将重迭于电波天文频带的音调归零。此技术优点在于发射机复杂性不会增加，接收机也不需要事先获得凹陷区的相关信息。在接收机端，未携带信息的音调看起来会像是信号在信道内衰减过度；由于接收机无法分辨这两种现象，所以不必为了补偿未携带信息的音调而事先将凹陷区信息传送给接收机。
所传送的OFDM信号是由反向离散傅利叶转换(IDFT)产生，由于它是用矩形窗来处理数据，因此每个音调的频谱都比预期宽，频谱形状也变成sinc函数。虽然sinc函数值在每个音调的位置皆为零点，但只将几个音调值设为零便会得到较浅的凹陷区。例如要让电波天文频带的凹陷区深度为23 dB，就必须让29个音调值等于零，这相当于损失120 MHz的频宽，约占3频带系统总频谱的8%。
插入假音调
在受害频带(victim band)的两端加上数据专用假音调(data-specific dummy tone)即可产生较深的凹陷区。频谱泄漏(spectral leakage)是导致凹陷区变宽的根本原因，它与非零音调(non-zero tone)所传送的数据有关；所以只要将非零音调的影响列入考虑，便能引入假音调以将频谱泄漏减至最少，进而增加凹陷区的深度。举例来说，只要使用5个音调就能在3260~3267 MHz频带内产生深度23 dB的凹陷区，这5个音调是：三个与目标频带重迭的零音调，再加上受害频带两端各一个数据专用假音调；加入这些假音调是为了将泄漏至电波天文频带的频谱抵消。
这种技术的优点在于它只要牺牲5个音调，就能在3260MHz~3267 MHz频带内插入23 dB凹陷区，这相当于损失20 MHz的频谱，还不到三频带系统总频谱的1.3%。要注意的是，这5个音调还能产生更深的凹陷区，图2就是它们在3260MHz~3267 MHz电波天文频带内所能产生的凹陷区范例。
针对传送时需要建立凹陷区的每个OFDM符码，这种技术只需计算两个值，再将它们加载假音调即可。由于仅频带1传送的OFDM符码须产生凹陷区，故OFDM传送符码平均只有1/3需要执行这项计算，相当于每0.9375微秒计算一次。将finite-tap频域滤波器用于数据和前导音即可算出这两个假音调，由于数据和前导音的音调都来自QPSK信号群，滤波器只需执行加法和减法运算；例如16-tap频域滤波器即可用来计算两个假音调的数据相关信息。就运算复杂性而言，这个滤波器每秒需执行1.3亿次加法运算。
直接序列UWB的频谱修整
直接序列UWB系统会在时域产生所欲传送的波形。根据文献指出，片码序列(chip sequence)可由涵盖3.1GHz~5.15 GHz频谱的模拟脉冲整形器(analog pulse shaper)来修整其形状。注意模拟脉冲整形器是固定模块，并会妨碍动态频谱修整。我们当然也可利用外部的被动滤波器来帮忙修整频谱形状，但这些滤波器会增加成本和参考设计电路数目，因为电信法规不同的每个地区都需要一份。除此之外，被动滤波器会使得传送信号的动态频谱修整无法进行。
另一种方法是在比较容易执行频谱修整的数字域(digital domain)产生直接序列UWB信号。只要在数字模拟转换器的前面加入一个数字陷波滤波器(digital notch filter)，就能在直接序列UWB信号中插入凹陷区。由于直接序列UWB信号涵盖2 GHz频带，这个数字模拟转换器必须以片码速率的2倍执行，也就是2.732 GHz；除此之外，它还需要混波器将基频信号升频转换至射频。数字滤波器的tap数目会决定凹陷区的宽度和深度以及可用频带的涟波幅度。例如要用2.732 GHz取样速率来产生宽度20 MHz的凹陷区，数字滤波器就需要数百个tap；另外，这个滤波器的系数也会呈现复数，因为凹陷区的位置并不对称于中心频率。
图3是直接序列UWB系统在3260MHz~3267 MHz频带内产生频谱凹陷区的范例，它需要100-tap数字滤波器来满足电波天文频带的-64 dBm/MHz发射屏蔽要求。在此例中，滤波器长度被限制为100个tap。注意这个凹陷区的宽度约为60 MHz，是多频带OFDM系统的三倍。
直接序列UWB系统采用BPSK信号群，片码速率为1368 MHz，因此在2.732 GHz频率下操作的N-tap滤波器每输出一个取样值，就需要执行2 × (N/2 - 1) 次复数加法，相当于每次取样都要执行2 × (N - 2) 次实数加法；这表示频谱修整所使用的100-tap滤波器每秒必须执行5354.7亿次加法运算。换言之，这个滤波器的运算复杂性比多频带OFDM系统的滤波器高出3个数量级。
共存
为UWB配置7,500 MHz频谱的主要缺点之一是它会跨越已有其它用途的多个频带，其中包括U-NII频带以及WiMax占用的频率。设计人员必须注意UWB装置如何处理来自同频谱其它服务的干扰，同时控制它可能传送至这些服务的干扰。除此之外，来自频带外装置的混附信号(spur)也是所有UWB设计人员必须处理的问题，因此UWB系统必须强健到足以抵抗窄频干扰，还能与现有和未来的服务共存。
利用多频带OFDM减少窄频干扰
多频带OFDM系统将发射频谱分成多个频带，每个频带再分成多个音调。多频带OFDM系统的载波间距为4.125 MHz，所以窄频干扰最多通常只会影响几个音调。窄频干扰强度和干扰源位置会决定受影响的音调数目；因此若窄频干扰很强大，整个频带就可能受到影响。另一方面，若低噪声放大器的压缩点被设为适当值，其它两个频带就不会受影响。
利用快速傅利叶转换(FFT)在频域处理接收信号可让窄频干扰的侦测变得简单；一旦侦测出受影响的音调，就表示所含的信息并不可靠，此时即可轻易将其删除。FEC(Forward Error Correction)编码可以重建数据，只要这些音调未被删除的部份大于编码速率。多频带OFDM系统的另一项优点是窄频干扰的侦测和删除只会增加很少的复杂性。
举例来说，若在110 Mbps传输数据速率下删除整个频带，等效编码率大约会从1/3增加至2/3，此时虽然需要较高的信噪比，但仍有可能完整重建传送数据。另外，由于多频带OFDM系统采用展时技术 (time-spreading)，同样编码信息会由两个连续的OFDM符码传送。此时若采用#1和#2时频编码(time-frequency code)，那么就算一个频带被删除，接收机至少还能从另一个频带取得每一个OFDM符码。
利用直接序列UWB减少窄频干扰
直接序列UWB系统使用较大的频带传输数据，因此窄频干扰会影响所有的接收样本值。由于信号处理在时域进行，窄频干扰侦测的运算量会大幅增加。除此之外，窄频噪声的抑制需要在数字域实作陷波滤波器，但因为不知道窄频干扰的中心频率，陷波滤波器的系数便必须以动态计算(可能采用适应性技术)，这会增加窄频干扰抑制的复杂性。
接收机使用陷波滤波器的缺点在于运算复杂性极大，N-tap复数滤波器每处理一个样本值就需要4N次乘法和额外的运算；例如在1,368 MHz片码速率下工作的10-tap固定滤波器每秒必须执行547亿次乘加运算。注意10-tap陷波滤波器会产生宽而浅的凹陷区，这表示接收信号频宽和整体效能会有极大损失；除此之外，这还不包括陷波滤波器系数计算过程的复杂性。
结语
这篇文章比较了高速UWB通信解决方案候选技术的频谱弹性和窄频抑制能力，结果证明多频带OFDM解决方案在频谱方面享有明显优势，因此更适合应付世界各地不同的电信法规要求；此外，多频带OFDM系统对于窄频干扰的抑制也胜过直接序列UWB系统。
