引言
直接变频技术长期以来一直被誉为电信产业的“圣杯”。很显然，任何承诺减少元器件数量并且降低成本的新体系结构必定很诱人。然而，事情从未这样简单。超外差体系结构能够在中频（IF）滤除宽带噪声、镜像和杂散分量，直接变频发射机却没有这么多功能。使用直接变频从单载波过渡到多载波使问题更加具有挑战性，因为需要增加单载波的回退以避免元器件过驱动。
解决这个问题唯一的方法就是使用具有高输出压缩点和低噪声的元器件。本文将提出解决这些问题的方法和存在的其它挑战，并且将现有元器件的性能与WCDMA和CDMA2000蜂窝基站要求进行比较。我们重点介绍对提高性能起重要作用的正交调制器。
WCDMA和CDMA2000基站
对频谱的要求
我们开始根据所需的邻信道功率比（ACLR，也称作邻信道泄漏比）和输出本底噪声来考查通过WCDMA基站发送的信号对频谱的要求。这为我们提供了一个能够讨论超外差体系结构和直接变频体系结构相关优点的环境。
考虑单载波系统的第一种情况，如图1所示。WCDMA基站通常以高达+46 dBm 或 30 W功率发射载波。3GPP标准1需要邻信道和隔信道的功率分别不超过-45 dBc 和-50 dBc（载波功率和邻信道/隔信道功率都是在一个3.84 MHz带宽内测量的）。为了达到这种性能，信号链中所有的元器件都必须工作在压缩点合理回退的功率水平（在大功率放大器的情况下，必须使用有源失真修正使放大器达到合理效率在接近压缩点工作）。
WCDMA Band(out of band noise will be filtered)＝WCDMA频带（滤除带外噪声）
Alternative Channel Power -50 dBc＝-50 dBc隔信道功率
Alternative Channel Power -45 dBc＝-45 dBc隔信道功率
Cannel Power +46 dBm Max＝信道功率最大值+46 dBm
Adjacent Channel Power -45 dBc＝邻信道功率-45 dBc
-30 dBm in 1 MHz＝1 MHz带宽内的噪声功率为-30 dBm
-25 dBm in 1 MHz＝1 MHz带宽内的噪声功率为-25 dBm
-15 dBm in 1 MHz＝1 MHz带宽内的噪声功率为-15 dBm
如果频率向远离载波的方向移动，对信号性能的要求由本底噪声的技术指标决定（也称作杂散发射）。例如，在距离载波高达50 MHz的频点，在1 MHz分辨率带宽内测量的本底噪声或杂散分量不能大于- 15 dBm。距离载波越远，性能需求就越苛刻，最坏的情况就是在距离载波60 MHz处（或频带边缘，不论先后），在1 MHz分辨率带宽内测量的本底噪声不能大于- 30 dBm。
在CDMA2000基站中，邻信道功率比是在多种频偏处（750 kHz 和 1.98 MHz 的蜂窝频带， 885 kHz 和 1.98 MHz 频偏）30 kHz带宽内测量测量的。以dBc为单位规定这些需求。如果进一步远离载波，这些要求演进成为类似3GPP标准的绝对本底噪声极限。例如在1900 MHz频带内，该标准要求在2.75 MHz频偏处的1 MHz带宽内，测量的天线的噪声要低于-13 dBm。
多载波传输需求
图2把单载波系统的频谱与多载波系统（这里是4载波）的频谱做了比较。如果使用相同的大功率放大器，那么必须降低每个载波的功率以便总输出功率仍为+46 dBm。因此在一个4载波系统中，每个载波都以+39 dBm 或 7.5 W功率水平发射。该标准对ACLR和本底噪声的要求与单载波保持完全相同，即-45/-50 dBc 邻信道功率/隔信道功率和-30 dBm本底噪声。
当每个载波的功率降低6 dB时，致使邻信道互调失真随着距离系统三阶交点和压缩点的距离增加也会降低。这就提出邻信道泄漏比应当改善。然而由于本底噪声保持相对恒定，所以信噪比会降低并且会开始影响ACLR（在单载波情况，ACLR主要由失真决定）。另外，即使每个载波功率都低于单载波功率，四个载波将相互调制并且对ACLR起作用。最终结果是当一个具体的硬件配置被一个单载波信号和一个具有相同总功率的多载波信号交替驱动时，会使ACLR指标降低。
这导致一个明显的结论，多载波系统需要具有最高信噪比的信号链。下面将考查直接变频体系结构和超外差体系结构如何满足这些需求。
SNR＝信噪比
直接变频子系统
图3 示出直接变频发射机的框图。图中也显示了信号链中每一频点的信号频谱。双数模转换器（DAC）产生一个笛卡儿形式（同相I和正交Q）的基带频谱（A）。位于DAC之后的双低通滤波器用来消除奈奎斯特镜像频率和噪声（B）。噪声滤波器通常不太重要，尤其是使用了高分辨率DAC（例如14 bit或16 bit分辨率）。然后，我们随后可以看到，现代的射频（RF）调制器具有几乎与高分辨率DAC同样低的本底噪声，因此噪声滤波器变得更加有意义。这表明滤波器的转折频率应该尽可能接近频谱的边缘（这将有助于降低天线处的带内噪声）。然而，如果滤波器的-3 dB转折频率太靠近频谱边缘会产生带内群时延的变化并且会降低误差矢量幅度（EVM）质量，所以必须对此做出权衡。
TxDAC＝发射DAC
IQ MOD＝正交调制
BAND FILTER＝带通滤波器
PA DRIVER＝功放驱动器
Tx Band＝发射带宽
Freq=频率
经过滤波的基带信号驱动一个正交调制器的I输入和Q输入。这个调制器也可以用一个中心频率为所需输出频率的本地振荡器（LO）驱动。在调制器内，将LO接到一个限幅器并且它被分解成正交的分量，就是分成两个相位相差90度的信号。将这些正交分量和基带I分量和Q分量相乘就得到了中心频率为LO频率（C）的调制载波。
然而我们应当注意，基带I信号和Q信号中任何（不必要的）直流分量（无论是来自DAC还是由于调制器的输入偏置电压产生）都将与LO相乘并且产生LO泄漏到调制载波的中心频点（在图中，用频谱中心的箭头表示）。这种LO泄漏的出现会降低调制载波的EVM质量。因为这些分量落在了信道内，所以不可能用滤波器来滤除它。唯一的选择就是使用一种具有低LO泄漏的正交调制器，就是在I输入和Q输入端具有低输入失调电压。如果DAC和调制器都具有相同的直流偏置电压，从而允许直流耦合连接，有可能利用DAC来施加补偿的失调电压来消除LO泄漏。然而，这只有在正交调制器的输入失调电压在规定温度范围内保持稳定时才有效。
LO的非理想的正交分解和（或）I信道和Q信道之间的增益失配将会降低EVM。像LO泄漏可以通过调整基带I信号和Q信号的相对幅度和相位来减小它的影响。然而，在真实世界系统中，这种补偿必须在规定温度范围内保持稳定。
很有趣的是虽然DAC和正交调制器的非理想性会降低调制载波的EVM质量，但是它们却没有产生任何信道外杂散分量。
在频率捷变系统中，必须设计信号链以便能够合成覆盖定义频率范围内的载波频率。例如，可以设计一个宽带CDMA基站以便能够工作在1930MHz～1990 MHz或2110MHz～2170 MHz范围内的任何频点。这就要求LO合成器能够在这个范围内是可调节的，这也意味着调制器输出不能在这个范围内进行滤波。因此所有的后调制器滤波器只能用于减少带外噪声。
从调制器输出的信号经过滤波并且受到某些增益控制之后，在发射前这些信号之前首先经过一个功放放大器（PA）前置驱动器进行放大，然后利用大功率放大器进行放大。应当注意所要求的增益量直接随调制器的输出功率变化。低增益比较好因为在输出端的噪声会更小。这要求调制器的输出功率尽可能的大。然而，这种大输出功率却存在着当功率回退减少时有频谱失真的风险。
直接变频发射机容易受到一种称为LO频率牵引的影响。如果有些HPA的输出泄漏返回LO并且对LO进行相位调制，那么就会产生LO 频率牵引。这个问题在靠近收发器电路板放置功率放大器的大功率系统中最为严重。仔细的布线和接地可以减少这个问题出现的可能性。
超外差发射机
图4示出一种超外差发射机的框图。我们一眼就能够很清楚地看到实现这个体系结构所需的元器件数量增加了。
基带部分与直接变频调制器类似，经过滤波的基带频谱经过驱动输入到正交调制器（A和B）。然而正交调制器现在混频到中频（C）。在信号链的这一点，可以利用高选择性的表面声波（SAW）滤波器（D）进行窄带滤波。能够滤除接近信号的噪声和杂散分量的能力是超外差发射机与直接变频系统相比的重要优势。然而我们注意到，与直接变频体系结构类似，一些中频LO会泄漏到IF的中心；高选择性的SAW滤波器对于降低这些泄漏没有任何用处。
增益控制可以在中频实现。超外差体系结构的另外一个优势是作为低频可变增益放大器（VGA）通常比工作在射频的放大器具有更大的增益控制范围、更高的温度稳定性和器件之间的可重复性。
TxDAC＝发射DAC
IQ MOD＝正交调制
BAND FILTER＝带通滤波器
PA DRIVER＝功放驱动器
Tx Band＝发射带宽
信号经过窄带滤波后，将信号混频到最终的载波频率。在这种情况，LO频率是等于中频的最终载波的一个频偏（LO可能比最终载波频率高或者低，这取决于使用高端注入还是低端注入）。这将产生和频分量和差频分量，其中有一个分量落在频带内（E）。这还将导致一些LO泄漏并且产生由于LO和IF谐波的互调将引起一系列的杂散分量。需要仔细的进行频率规划以确保这些杂散都不落入传输频带内。另外，IF必须选择的足够高以使LO泄漏信号落到带外。与直接变频体系结构类似，不可能滤除由最终混频产生的落入带内的杂散分量。
回到图4中，对混频器输出滤波以滤除无用的镜像频率、LO泄漏和所有的带外杂散分量（F）。
信号链的其它部分与直接变频系统相似，经过滤波的信号在发射前被送到前置放大器，然后送到大功率放大器。
直接变频调制器
从我们对超外差体系结构和直接变频体系结构的考察可以看出，很明显高动态范围的正交调制器是鲁棒性直接变频发射机的核心需求。图5示出工作在2140 MHz的单载波WCDMA信号的频谱图，这个信号是利用AD9777（16 bit分辨率的双DAC ）和AD8349（具有+5 dBm压缩点、-156 dBm/Hz本底噪声、工作在700 MHz-2700 MHz输出频率范围的正交调制器）器合成的。频频图示出载波输出功率为-17 dBm时ACLR大约为-69 dBc（应当注意该调制器的ACLR性能应当稍优于这个值，因为频谱分析仪的本底噪声要稍微降低测量精度）。仔细查看谱图，我们能够看到邻信道的功率是由调制载波的频谱泄漏决定而不是器件的本底噪声决定的。另一方面，隔信道功率比在整个信道内平坦，说明它是由噪声决定的。
AMPLITUDE(dBm)＝幅度（dBm）
CENTER 2.14 GHz＝中心频率2.14 GHz
SPAN 24.6848 MHz＝频率展宽24.6848 MHz
CH PWR＝信道功率
ADJ CPR＝邻信道功率比
ALT CPR＝隔信道功率比
图6 示出工作在1960 MHz和2140 MHz的单载波WCDMA的ACLR如何随输出功率变化。当功率水平约为-15 dBm时，ACLR达到-68 dBc最优值。高于这个功率水平时，ACLR由于失真增加而变坏；当低于这个功率水平时，ACLR由于器件的本底噪声而变坏。该谱图还示出了在20 MHz载波偏移处测得的器件的本底噪声，单位为dBm/Hz。因此信噪比下降。
ACPR(dB)＝邻信道功率比（dB）
NOISE＝噪声
CHANNEL POWER（dBm）＝信道功率（dBm）
30 MHz NOISE FLOOR（dBm/Hz）＝30 MHz带宽内的本底噪声（dBm/Hz）
因此信号链设计工程师必须选择调制器的输出功率水平能够提供可接受的ACLR同时满足系统要求的带内本底噪声。例如在1960MHz，如果输出功率设置为-10 dBm，则ACLR等于-64 dBc。选择一个-10 dBm的调制器输出功率水平需要56 dB的后调制增益以达到要求的＋46 dBm基站输出功率。调制器的噪声也受这个增益影响。所以在1 MHz分辨率带宽内测量，天线处的噪声等于：噪声 (dBm/1MHz) = -155 dBm/Hz + 10 log10(1 MHz) + 56 dB = -39 dBm。
这个噪声值完全处在3GPP 杂散发射标准要求的-30 dBm极限值的范围内，甚至暗示该调制器为了改善ACLR可以稍降低其输出功率。
图7示出利用AD8349合成的、工作在1960 MHz的4 WCDMA载波频谱。如前所述，必须降低每个载波输出功率以使总输出功率保持在一个合理的水平。在这种情况下，在每个载波功率为-23 dBm时，ACLR达到-61 dBc最佳值。应当注意这个谱图，边带不清晰，这说明ACLR主要由器件的本底噪声的影响。
AMPLITUDE(dBm)＝幅度（dBm）
CENTER 1.96 GHz＝中心频率1.96 GHz
SPAN 40 MHz＝频率范围40 MHz
CH PWR＝信道功率
ADJ CPR＝邻信道功率比
ALT CPR＝隔信道功率比
如果总输出功率选择为-17 dBm（即由每个载波功率为-23 dBm的四个载波组成），需要63 dB的后调制增益以达到+46 dBm天线处所需的总功率。这里本底噪声等于-155 dBm/Hz。所以天线处的噪声功率等于：噪声 (dBm/1MHz) = -155 dBm/Hz + 10 log10(1 MHz) + 63 dB = -32 dBm。
尽管这个噪声功率非常接近3GPP标准的–30 dBm 极限值，但是它仍然在所要求的范围内提供合理的余量。然而这个计算结果说明应该谨慎地使调制器以稍高的输出功率工作并且忍受略微降低的ACLR。
图8示出工作在880 MHz的3载波CDMA2000信号的输出频谱。每个载波具有－17 dBm的功率水平以便调制器的总输出功率为-12.5 dBm。根据CDMA2000标准，在900 MHz频带，ACP是在750 kHz 和 1.98 MHz频偏处的30 kHz带宽内测量的。这样得到的ACP为-76 dBc 和 -80 dBc，远低于CDMA标准所要求的-45 dBc 和 -60 dBc。
在4 MHz载波频偏处，CDMA标准要求在1 MHz带宽内的天线噪声不大于-13 dBm。在功率为+50 dBm的基站中，这对应于调制器输出的噪声功率为-75.5dBm（即，调制器工作在输出功率为-12.5 dBm）。-94 dBm的测量噪声功率又提供了相当大的余量。
Ref＝参考功率
Center 880 MHz＝中心频率为880 MHz
RBW＝分辨率带宽
VBW＝视频带宽
Span 12.9 MHz＝12.9 MHz频带范围
Standard: CDMA IS-95C Class 0 FWD＝标准：CDMA IS-95C Class 0 FWD
Tx Channels＝发射信道
Ch1(Ref)＝信道1（参考）
Ch2＝信道2
Ch3＝信道3
Adjacent Channel＝邻信道
Alternate Channel＝隔信道
2nd Alternate Channel＝二阶隔信道
Lower＝下限
Upper＝上限
结论
多载波CDMA或WCDMA基站现在是可行的。大动态范围正交调制器是这些系统中的关键器件。如何选择正交调制器的输出功率水平是至关重要的。为了满足蜂窝标准的需求，输出功率必须设置得足够低以使ACLR比可以接受，但输出功率又必须设置得足够高以使调制器的带内噪声受到后调制增益的影响尽量小。
直接变频技术长期以来一直被誉为电信产业的“圣杯”。很显然，任何承诺减少元器件数量并且降低成本的新体系结构必定很诱人。然而，事情从未这样简单。超外差体系结构能够在中频（IF）滤除宽带噪声、镜像和杂散分量，直接变频发射机却没有这么多功能。使用直接变频从单载波过渡到多载波使问题更加具有挑战性，因为需要增加单载波的回退以避免元器件过驱动。
解决这个问题唯一的方法就是使用具有高输出压缩点和低噪声的元器件。本文将提出解决这些问题的方法和存在的其它挑战，并且将现有元器件的性能与WCDMA和CDMA2000蜂窝基站要求进行比较。我们重点介绍对提高性能起重要作用的正交调制器。
WCDMA和CDMA2000基站
对频谱的要求
我们开始根据所需的邻信道功率比（ACLR，也称作邻信道泄漏比）和输出本底噪声来考查通过WCDMA基站发送的信号对频谱的要求。这为我们提供了一个能够讨论超外差体系结构和直接变频体系结构相关优点的环境。
考虑单载波系统的第一种情况，如图1所示。WCDMA基站通常以高达+46 dBm 或 30 W功率发射载波。3GPP标准1需要邻信道和隔信道的功率分别不超过-45 dBc 和-50 dBc（载波功率和邻信道/隔信道功率都是在一个3.84 MHz带宽内测量的）。为了达到这种性能，信号链中所有的元器件都必须工作在压缩点合理回退的功率水平（在大功率放大器的情况下，必须使用有源失真修正使放大器达到合理效率在接近压缩点工作）。
WCDMA Band(out of band noise will be filtered)＝WCDMA频带（滤除带外噪声）
Alternative Channel Power -50 dBc＝-50 dBc隔信道功率
Alternative Channel Power -45 dBc＝-45 dBc隔信道功率
Cannel Power +46 dBm Max＝信道功率最大值+46 dBm
Adjacent Channel Power -45 dBc＝邻信道功率-45 dBc
-30 dBm in 1 MHz＝1 MHz带宽内的噪声功率为-30 dBm
-25 dBm in 1 MHz＝1 MHz带宽内的噪声功率为-25 dBm
-15 dBm in 1 MHz＝1 MHz带宽内的噪声功率为-15 dBm
如果频率向远离载波的方向移动，对信号性能的要求由本底噪声的技术指标决定（也称作杂散发射）。例如，在距离载波高达50 MHz的频点，在1 MHz分辨率带宽内测量的本底噪声或杂散分量不能大于- 15 dBm。距离载波越远，性能需求就越苛刻，最坏的情况就是在距离载波60 MHz处（或频带边缘，不论先后），在1 MHz分辨率带宽内测量的本底噪声不能大于- 30 dBm。
在CDMA2000基站中，邻信道功率比是在多种频偏处（750 kHz 和 1.98 MHz 的蜂窝频带， 885 kHz 和 1.98 MHz 频偏）30 kHz带宽内测量测量的。以dBc为单位规定这些需求。如果进一步远离载波，这些要求演进成为类似3GPP标准的绝对本底噪声极限。例如在1900 MHz频带内，该标准要求在2.75 MHz频偏处的1 MHz带宽内，测量的天线的噪声要低于-13 dBm。
多载波传输需求
图2把单载波系统的频谱与多载波系统（这里是4载波）的频谱做了比较。如果使用相同的大功率放大器，那么必须降低每个载波的功率以便总输出功率仍为+46 dBm。因此在一个4载波系统中，每个载波都以+39 dBm 或 7.5 W功率水平发射。该标准对ACLR和本底噪声的要求与单载波保持完全相同，即-45/-50 dBc 邻信道功率/隔信道功率和-30 dBm本底噪声。
当每个载波的功率降低6 dB时，致使邻信道互调失真随着距离系统三阶交点和压缩点的距离增加也会降低。这就提出邻信道泄漏比应当改善。然而由于本底噪声保持相对恒定，所以信噪比会降低并且会开始影响ACLR（在单载波情况，ACLR主要由失真决定）。另外，即使每个载波功率都低于单载波功率，四个载波将相互调制并且对ACLR起作用。最终结果是当一个具体的硬件配置被一个单载波信号和一个具有相同总功率的多载波信号交替驱动时，会使ACLR指标降低。
这导致一个明显的结论，多载波系统需要具有最高信噪比的信号链。下面将考查直接变频体系结构和超外差体系结构如何满足这些需求。
SNR＝信噪比
直接变频子系统
图3 示出直接变频发射机的框图。图中也显示了信号链中每一频点的信号频谱。双数模转换器（DAC）产生一个笛卡儿形式（同相I和正交Q）的基带频谱（A）。位于DAC之后的双低通滤波器用来消除奈奎斯特镜像频率和噪声（B）。噪声滤波器通常不太重要，尤其是使用了高分辨率DAC（例如14 bit或16 bit分辨率）。然后，我们随后可以看到，现代的射频（RF）调制器具有几乎与高分辨率DAC同样低的本底噪声，因此噪声滤波器变得更加有意义。这表明滤波器的转折频率应该尽可能接近频谱的边缘（这将有助于降低天线处的带内噪声）。然而，如果滤波器的-3 dB转折频率太靠近频谱边缘会产生带内群时延的变化并且会降低误差矢量幅度（EVM）质量，所以必须对此做出权衡。
TxDAC＝发射DAC
IQ MOD＝正交调制
BAND FILTER＝带通滤波器
PA DRIVER＝功放驱动器
Tx Band＝发射带宽
Freq=频率
经过滤波的基带信号驱动一个正交调制器的I输入和Q输入。这个调制器也可以用一个中心频率为所需输出频率的本地振荡器（LO）驱动。在调制器内，将LO接到一个限幅器并且它被分解成正交的分量，就是分成两个相位相差90度的信号。将这些正交分量和基带I分量和Q分量相乘就得到了中心频率为LO频率（C）的调制载波。
然而我们应当注意，基带I信号和Q信号中任何（不必要的）直流分量（无论是来自DAC还是由于调制器的输入偏置电压产生）都将与LO相乘并且产生LO泄漏到调制载波的中心频点（在图中，用频谱中心的箭头表示）。这种LO泄漏的出现会降低调制载波的EVM质量。因为这些分量落在了信道内，所以不可能用滤波器来滤除它。唯一的选择就是使用一种具有低LO泄漏的正交调制器，就是在I输入和Q输入端具有低输入失调电压。如果DAC和调制器都具有相同的直流偏置电压，从而允许直流耦合连接，有可能利用DAC来施加补偿的失调电压来消除LO泄漏。然而，这只有在正交调制器的输入失调电压在规定温度范围内保持稳定时才有效。
LO的非理想的正交分解和（或）I信道和Q信道之间的增益失配将会降低EVM。像LO泄漏可以通过调整基带I信号和Q信号的相对幅度和相位来减小它的影响。然而，在真实世界系统中，这种补偿必须在规定温度范围内保持稳定。
很有趣的是虽然DAC和正交调制器的非理想性会降低调制载波的EVM质量，但是它们却没有产生任何信道外杂散分量。
在频率捷变系统中，必须设计信号链以便能够合成覆盖定义频率范围内的载波频率。例如，可以设计一个宽带CDMA基站以便能够工作在1930MHz～1990 MHz或2110MHz～2170 MHz范围内的任何频点。这就要求LO合成器能够在这个范围内是可调节的，这也意味着调制器输出不能在这个范围内进行滤波。因此所有的后调制器滤波器只能用于减少带外噪声。
从调制器输出的信号经过滤波并且受到某些增益控制之后，在发射前这些信号之前首先经过一个功放放大器（PA）前置驱动器进行放大，然后利用大功率放大器进行放大。应当注意所要求的增益量直接随调制器的输出功率变化。低增益比较好因为在输出端的噪声会更小。这要求调制器的输出功率尽可能的大。然而，这种大输出功率却存在着当功率回退减少时有频谱失真的风险。
直接变频发射机容易受到一种称为LO频率牵引的影响。如果有些HPA的输出泄漏返回LO并且对LO进行相位调制，那么就会产生LO 频率牵引。这个问题在靠近收发器电路板放置功率放大器的大功率系统中最为严重。仔细的布线和接地可以减少这个问题出现的可能性。
超外差发射机
图4示出一种超外差发射机的框图。我们一眼就能够很清楚地看到实现这个体系结构所需的元器件数量增加了。
基带部分与直接变频调制器类似，经过滤波的基带频谱经过驱动输入到正交调制器（A和B）。然而正交调制器现在混频到中频（C）。在信号链的这一点，可以利用高选择性的表面声波（SAW）滤波器（D）进行窄带滤波。能够滤除接近信号的噪声和杂散分量的能力是超外差发射机与直接变频系统相比的重要优势。然而我们注意到，与直接变频体系结构类似，一些中频LO会泄漏到IF的中心；高选择性的SAW滤波器对于降低这些泄漏没有任何用处。
增益控制可以在中频实现。超外差体系结构的另外一个优势是作为低频可变增益放大器（VGA）通常比工作在射频的放大器具有更大的增益控制范围、更高的温度稳定性和器件之间的可重复性。
TxDAC＝发射DAC
IQ MOD＝正交调制
BAND FILTER＝带通滤波器
PA DRIVER＝功放驱动器
Tx Band＝发射带宽
信号经过窄带滤波后，将信号混频到最终的载波频率。在这种情况，LO频率是等于中频的最终载波的一个频偏（LO可能比最终载波频率高或者低，这取决于使用高端注入还是低端注入）。这将产生和频分量和差频分量，其中有一个分量落在频带内（E）。这还将导致一些LO泄漏并且产生由于LO和IF谐波的互调将引起一系列的杂散分量。需要仔细的进行频率规划以确保这些杂散都不落入传输频带内。另外，IF必须选择的足够高以使LO泄漏信号落到带外。与直接变频体系结构类似，不可能滤除由最终混频产生的落入带内的杂散分量。
回到图4中，对混频器输出滤波以滤除无用的镜像频率、LO泄漏和所有的带外杂散分量（F）。
信号链的其它部分与直接变频系统相似，经过滤波的信号在发射前被送到前置放大器，然后送到大功率放大器。
直接变频调制器
从我们对超外差体系结构和直接变频体系结构的考察可以看出，很明显高动态范围的正交调制器是鲁棒性直接变频发射机的核心需求。图5示出工作在2140 MHz的单载波WCDMA信号的频谱图，这个信号是利用AD9777（16 bit分辨率的双DAC ）和AD8349（具有+5 dBm压缩点、-156 dBm/Hz本底噪声、工作在700 MHz-2700 MHz输出频率范围的正交调制器）器合成的。频频图示出载波输出功率为-17 dBm时ACLR大约为-69 dBc（应当注意该调制器的ACLR性能应当稍优于这个值，因为频谱分析仪的本底噪声要稍微降低测量精度）。仔细查看谱图，我们能够看到邻信道的功率是由调制载波的频谱泄漏决定而不是器件的本底噪声决定的。另一方面，隔信道功率比在整个信道内平坦，说明它是由噪声决定的。
AMPLITUDE(dBm)＝幅度（dBm）
CENTER 2.14 GHz＝中心频率2.14 GHz
SPAN 24.6848 MHz＝频率展宽24.6848 MHz
CH PWR＝信道功率
ADJ CPR＝邻信道功率比
ALT CPR＝隔信道功率比
图6 示出工作在1960 MHz和2140 MHz的单载波WCDMA的ACLR如何随输出功率变化。当功率水平约为-15 dBm时，ACLR达到-68 dBc最优值。高于这个功率水平时，ACLR由于失真增加而变坏；当低于这个功率水平时，ACLR由于器件的本底噪声而变坏。该谱图还示出了在20 MHz载波偏移处测得的器件的本底噪声，单位为dBm/Hz。因此信噪比下降。
ACPR(dB)＝邻信道功率比（dB）
NOISE＝噪声
CHANNEL POWER（dBm）＝信道功率（dBm）
30 MHz NOISE FLOOR（dBm/Hz）＝30 MHz带宽内的本底噪声（dBm/Hz）
因此信号链设计工程师必须选择调制器的输出功率水平能够提供可接受的ACLR同时满足系统要求的带内本底噪声。例如在1960MHz，如果输出功率设置为-10 dBm，则ACLR等于-64 dBc。选择一个-10 dBm的调制器输出功率水平需要56 dB的后调制增益以达到要求的＋46 dBm基站输出功率。调制器的噪声也受这个增益影响。所以在1 MHz分辨率带宽内测量，天线处的噪声等于：噪声 (dBm/1MHz) = -155 dBm/Hz + 10 log10(1 MHz) + 56 dB = -39 dBm。
这个噪声值完全处在3GPP 杂散发射标准要求的-30 dBm极限值的范围内，甚至暗示该调制器为了改善ACLR可以稍降低其输出功率。
图7示出利用AD8349合成的、工作在1960 MHz的4 WCDMA载波频谱。如前所述，必须降低每个载波输出功率以使总输出功率保持在一个合理的水平。在这种情况下，在每个载波功率为-23 dBm时，ACLR达到-61 dBc最佳值。应当注意这个谱图，边带不清晰，这说明ACLR主要由器件的本底噪声的影响。
AMPLITUDE(dBm)＝幅度（dBm）
CENTER 1.96 GHz＝中心频率1.96 GHz
SPAN 40 MHz＝频率范围40 MHz
CH PWR＝信道功率
ADJ CPR＝邻信道功率比
ALT CPR＝隔信道功率比
如果总输出功率选择为-17 dBm（即由每个载波功率为-23 dBm的四个载波组成），需要63 dB的后调制增益以达到+46 dBm天线处所需的总功率。这里本底噪声等于-155 dBm/Hz。所以天线处的噪声功率等于：噪声 (dBm/1MHz) = -155 dBm/Hz + 10 log10(1 MHz) + 63 dB = -32 dBm。
尽管这个噪声功率非常接近3GPP标准的–30 dBm 极限值，但是它仍然在所要求的范围内提供合理的余量。然而这个计算结果说明应该谨慎地使调制器以稍高的输出功率工作并且忍受略微降低的ACLR。
图8示出工作在880 MHz的3载波CDMA2000信号的输出频谱。每个载波具有－17 dBm的功率水平以便调制器的总输出功率为-12.5 dBm。根据CDMA2000标准，在900 MHz频带，ACP是在750 kHz 和 1.98 MHz频偏处的30 kHz带宽内测量的。这样得到的ACP为-76 dBc 和 -80 dBc，远低于CDMA标准所要求的-45 dBc 和 -60 dBc。
在4 MHz载波频偏处，CDMA标准要求在1 MHz带宽内的天线噪声不大于-13 dBm。在功率为+50 dBm的基站中，这对应于调制器输出的噪声功率为-75.5dBm（即，调制器工作在输出功率为-12.5 dBm）。-94 dBm的测量噪声功率又提供了相当大的余量。
Ref＝参考功率
Center 880 MHz＝中心频率为880 MHz
RBW＝分辨率带宽
VBW＝视频带宽
Span 12.9 MHz＝12.9 MHz频带范围
Standard: CDMA IS-95C Class 0 FWD＝标准：CDMA IS-95C Class 0 FWD
Tx Channels＝发射信道
Ch1(Ref)＝信道1（参考）
Ch2＝信道2
Ch3＝信道3
Adjacent Channel＝邻信道
Alternate Channel＝隔信道
2nd Alternate Channel＝二阶隔信道
Lower＝下限
Upper＝上限
结论
多载波CDMA或WCDMA基站现在是可行的。大动态范围正交调制器是这些系统中的关键器件。如何选择正交调制器的输出功率水平是至关重要的。为了满足蜂窝标准的需求，输出功率必须设置得足够低以使ACLR比可以接受，但输出功率又必须设置得足够高以使调制器的带内噪声受到后调制增益的影响尽量小。
